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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Émetteur-récepteur Nodes KB. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles Dans la continuité de la publication des nœuds KB TRX [1], je propose aux lecteurs la version finale de la carte transceiver principale. Ce nœud n'a pas de solutions uniques, les circuits sont des variations sur le thème de TRX RA3AO et Ural-84M. Les principales exigences lors du choix d'une conception sont la répétabilité, la simplicité tout en conservant les caractéristiques maximales réalisables. La base d'élément disponible aujourd'hui est utilisée. De nombreuses décisions peuvent être critiquées - le processus de création est sans fin, avec des modifications et des améliorations constantes, il est difficile de voir la version finale, mais il a fallu arrêter et produire des circuits imprimés de manière industrielle. Initialement, l'émetteur-récepteur a été conçu pour un fonctionnement en SSB comme principal mode de rayonnement. Pour réduire la bande passante, un filtre d'effacement à quatre cristaux avec réglage de bande est introduit. Pour les amateurs de réception à bande étroite, il peut être recommandé, comme cela se fait dans le TRX de marque, d'engager des coûts supplémentaires pour la fabrication ou l'achat de filtres à quartz à bande étroite de haute qualité. En règle générale, un filtre en échelle fait maison en quartz, le plus populaire parmi les radioamateurs, a des caractéristiques insuffisantes pour une réception à bande étroite de haute qualité. À ces fins, vous devez fabriquer un filtre en fonction du circuit à pont différentiel ou utiliser du quartz de très haute qualité. Vous pouvez acheter un ensemble de filtres de marque, même si leur coût sera comparable à tous les autres coûts de l'émetteur-récepteur. L'option "up conversion" n'a pas été envisagée en raison de l'absence d'un circuit synthétiseur de fréquence assez simple et bien établi. Cette option de construction est logique dans un appareil avec une couverture continue de 1 à 30 MHz, et pour un fonctionnement dans neuf bandes amateurs étroites, une sélectivité acceptable peut être fournie par une IF 5 ... 9 MHz moins chère. De nombreuses personnes rencontrent des problèmes de suppression de porteuse d'au moins 40 dB lors de la mise en forme du signal SSB directement sur la FI. Il me semble que ce problème est plus artificiel qu'il ne l'est réellement. Dans presque tous les émetteurs-récepteurs de marque bon marché, la formation se produit à IF 8 ... 9 MHz. Je pense qu'il est peu probable que quelqu'un entende une porteuse non supprimée, par exemple, dans le TRX FT840 ou TS50. La qualité de l'assemblage du conditionneur de signal SSB dépend de l'alphabétisation et de la persévérance du fabricant. D'excellentes performances peuvent être obtenues en utilisant le modulateur le plus simple sur les varicaps, comme cela se fait dans le TRX Ural-84. Il suffit de ne pas s'efforcer de recevoir du modulateur des niveaux suffisants pour constituer l'étage de sortie - il n'est alors pas possible de supprimer la porteuse. Lors de l'élaboration de la carte principale, des éléments ont été utilisés que l'on peut trouver sur presque tous les marchés de la radio. Quelque chose de spécial, avec des conclusions plaquées or, avec un indice VP a été exclu immédiatement. Par exemple, le gain requis peut être obtenu à partir de deux étages sur des BF980 importés. Mais ils ne sont pas toujours en vente, donc des analogues domestiques de KP327 sont utilisés, bien qu'ils aient de moins bons paramètres. La carte ne contient aucune pièce irremplaçable. La sensibilité de l'entrée de la carte, qui peut être obtenue sans débogage minutieux de chaque étage individuellement - 0,2 ... 0,3 μV, avec la sélection des pièces et un réglage minutieux - 0,08 ... 0,1 μV. L'un des émetteurs-récepteurs avec une telle carte principale et un synthétiseur décrit dans [2] avait une sensibilité de 0,4 μV avec UHF désactivé et une sélectivité à deux signaux lorsque deux signaux étaient alimentés avec un espacement de 8 kHz, 95 dB. Les mesures ont été prises par UT5TC. Ce ne sont pas des valeurs limites, car l'émetteur-récepteur utilisait des filtres passe-bande d'entrée sur des cadres d'un diamètre de 6 mm avec une atténuation assez élevée et des diodes haute fréquence conventionnelles dans le mélangeur. Bien que, comme le montre l'expérience, dans les émetteurs-récepteurs conçus pour le travail quotidien normal sur les ondes, vous ne devriez pas chasser les numéros de plage dynamique. Une valeur de 80 dB convient à la plupart des radioamateurs. L'utilisation d'un récepteur super dynamique n'a de sens que dans TRX pour une compétition en tête-à-tête et à condition que tous les concurrents fonctionnent sur des signaux en ligne. Les problèmes d'interférence de l'émetteur du voisin ne proviennent souvent pas de la faible plage dynamique du récepteur, mais du fait que le malheureux radioamateur, essayant de surpasser tout le monde, règle son émetteur selon le principe - toutes les flèches vers la droite jusqu'au bout . D'après les observations de l'US5MIS, qui tourne les boutons du FT840, du Surf et du RA3AO depuis de nombreuses années, toutes ces techniques sonnent presque de la même manière à l'oreille. Mais lorsque des mesures comparatives ont été effectuées en utilisant la même méthode, TRX RA3AO a répondu à un niveau de 1 V dans le canal adjacent, "Surf" - à 0,8 V et FT840 - à 0,5 V. Mais la commodité de fonctionnement, la stabilité et le service a pris leur péage - gauche FT840. Je décris tout cela non pas pour montrer à quel point notre technique maison (ou semi-maison, comme le surf) est bonne, mais pour bien faire comprendre que la poursuite de la plage dynamique a du sens jusqu'à un certain niveau et dans des conditions spécifiques. Je pense que beaucoup d'heureux possesseurs de RA3AO super-dynamiques seraient ravis de les échanger contre des FT840 "frêles" en termes de dynamique. Je veux aborder un autre stéréotype courant chez nos radioamateurs. C'est la croyance que le synthétiseur est "bruyant". Après la naissance des synthétiseurs Kovel, aucun de mes émetteurs-récepteurs n'était avec un VPA, seulement et uniquement un synthétiseur. Ci-dessus, j'ai décrit la sensibilité pouvant être obtenue à partir de l'entrée de la carte principale lorsqu'elle est utilisée comme synthétiseur VFO. De quel type de bruit pouvons-nous parler alors que ni le G4-102A, ni le G4-158, ni le G4-18 ne peuvent mesurer la sensibilité ultime. J'ai dû fabriquer un oscillateur à cristal séparé, l'alimenter à partir de piles, le protéger avec un double écran et utiliser un atténuateur jusqu'à 136 dB pour évaluer la sensibilité de la carte. Passons à la description de la carte principale elle-même, qui comprend : - UHF commutable, mélangeur réversible, diplexeur passif, étage FET réversible correspondant, filtre à cristal principal (Image 1); - Réseau IF, oscillateur de référence, détecteur (Image 2); - Nœud ULF et AGC (Image 3). Considérons le schéma de circuit en détail. Amplificateur haute fréquence (VT5) - avec circuit de rétroaction négative de type X [7]. Les paramètres possibles de ce type d'amplificateurs vont de :
Pour faire simple, l'UHF n'est pas surchargé sur 40 mètres même le soir où le niveau d'interférence est très élevé. L'extrême sensibilité est telle qu'elle permet d'entendre le bruit de l'air à 28 MHz, même en zone rurale. L'un des meilleurs transistors pour un tel amplificateur est le KT939A. KT606A a été inclus dans la carte comme moins cher et plus courant. Pas besoin de trop s'inquiéter que l'UHF aggrave la plage dynamique de RX (encore une fois je parle de "dynamique", je suis un pécheur, j'aimais moi-même autrefois les chiffres limites). Premièrement, UHF est commutable, vous pouvez toujours le désactiver. Deuxièmement, l'activer n'est généralement requis que sur les bandes les plus silencieuses pendant la faible pénétration, lorsque toutes les stations sont entendues à un niveau bas, et il est peu probable que l'une des stations surcharge cette cascade. Et troisièmement, "le diable n'est pas si terrible qu'il est peint". Presque tous les RPU industriels, par exemple le R399A, utilisent des UHF et des RPU non commutables. La configuration de cette cascade dépend des besoins de l'utilisateur. Selon le type de transistor et son mode, il est possible de prévoir soit la sensibilité maximale possible, soit l'effet minimal de cet étage sur la limite supérieure de la plage dynamique. J'ai écrit sur le mélangeur dans un article précédent [6], son circuit est emprunté à [4]. Les principaux avantages de cette option sont la réversibilité et une plage dynamique suffisamment large (Dbl - jusqu'à 140 dB) avec un faible niveau d'oscillateur local. Bien sûr, en termes de nombre de pièces, c'est plus compliqué et plus cher que les mélangeurs couramment utilisés. Mais il ne faut pas oublier que ce nœud détermine la qualité de l'ensemble du récepteur, et économiser dessus n'a aucun sens. La minutie des réglages du mélangeur détermine également la façon dont la partie réceptrice percevra l'air, ce qui peut y être entendu et la quantité de "déchets" qui sera émise pour la transmission, la complexité des filtres passe-bande à réaliser pour qu'il est possible de travailler sans TV1. Une partie du diviseur (D1) devait être installée directement au niveau du mélangeur afin d'assurer des signaux en opposition de phase à l'entrée des bras VT1, VT2 et VT3, VT4. C'est l'exigence la plus importante de la part de l'oscillateur local. Si vous utilisez un oscillateur local conventionnel, les signaux en opposition de phase doivent être générés d'une manière différente. Une variante de l'amarrage le plus simple avec le synthétiseur Kovel est également utilisée ici. L'utilisation du déclencheur est également due au fait qu'à sa sortie le signal est le plus près possible du méandre. Lors de l'amarrage avec un GPA conventionnel, vous devez utiliser d'autres microcircuits ESL, par exemple, les types LM, TL, etc. La principale exigence est qu'à l'entrée des commutateurs à transistors, il doit y avoir des signaux haute fréquence de niveau égal, mais idéalement antiphase. Les clés utilisent les transistors KT368 et KT363 recommandés dans [4]. Des expériences avec d'autres transistors n'ont pas été réalisées. Le mélangeur peut fonctionner avec différents types de diodes. On peut supposer que les diodes Schottky seront les meilleures. Le passage de KD922 à KD512, KD514 ne provoque aucune détérioration notable des paramètres (sous réserve de la sélection des diodes). À mon avis, le principal avantage des diodes KD922 sur toutes les autres est qu'elles sont fournies sélectionnées et emballées dans des conteneurs individuels (par conséquent, le mélange est exclu). Avec le KD503 soigneusement sélectionné, le mélangeur fonctionne à peu près de la même manière qu'avec le KD922. La symétrie et la fabrication du transformateur T1 sont très importantes. Résistances d'entrée de l'entrée T1 :
Ceci doit être pris en compte lors de la coordination avec le DFT. Vous pouvez essayer différents rapports de tours pour rapprocher l'impédance d'entrée de 50 ohms, mais il s'est avéré plus facile de changer les bobines de couplage DFT pour s'adapter à la résistance spécifique de la carte principale. Pour s'adapter aux étages suivants, un diplexeur classique est utilisé. Sur la fig. 1 montre les données du diplexeur pour IF=9 MHz. En principe, vous ne pouvez pas installer ce nœud. Un bon accord peut être obtenu en sélectionnant le mode VT15 KP903, cependant, l'utilisation d'un diplexeur vous permet d'obtenir la sensibilité la plus élevée possible, et si vous ne vous débarrassez pas complètement des points affectés, réduisez considérablement leur niveau. L'étage VT15 bidirectionnel actif après le mélangeur doit avoir le facteur de bruit le plus faible possible, ne pas dégrader la plage dynamique du mélangeur et compenser l'atténuation introduite par le mélangeur, les DFT et le diplexeur. Le transistor le plus courant et de haute qualité pour cette cascade est le KP903A. Vous pouvez utiliser KP307, KP303, KP302 (avec la valeur de pente maximale), KP601. Après VT15, le signal à travers le transformateur T3 est envoyé au filtre à quartz ZQ1. La résistance R26 est utilisée pour l'appariement, elle peut ne pas être nécessaire. Cette procédure peut également être effectuée à l'aide de R22. Un filtre à quartz à six cristaux en échelle a été utilisé comme ZQ1 (Fig. 4). Pour réduire la bande passante en mode CW, des condensateurs supplémentaires sont activés en parallèle avec les résonateurs externes à l'aide d'un relais. Un tel filtre CW, bien sûr, ne peut pas être qualifié de haute qualité. Les ventilateurs CW à bande étroite nécessitent l'utilisation d'un filtre à cristal séparé. Pourquoi un filtre à six cristaux est-il appliqué ? Habituellement pratiqué huit et même dix plaques. Mais n'oubliez pas que ce filtre sert aussi à l'émission, et pour une qualité SSB acceptable, une bande passante d'environ 3 kHz est nécessaire. Mais pour la réception dans des conditions de bandes amateurs surchargées, une bande de 2,2 ... 2,4 kHz est suffisante. Par conséquent, un compromis a été choisi : une bande passante de -3 dB - 2,3 ... 2,4 kHz avec un carré plus petit. En conséquence, nous avons une réception de très haute qualité et un bon signal de transmission (ce qui ne peut pas être dit des signaux formés à l'aide de filtres à huit cristaux). Un autre avantage par rapport au filtre à huit cristaux est une atténuation moindre dans la bande de transparence. Cela garantit l'obtention de la sensibilité maximale de l'ensemble du chemin d'amplification.
Pour augmenter l'atténuation en dehors de la bande de transparence dans le trajet IF, un filtre de nettoyage à quatre cristaux a été utilisé (Fig. 5). L'atténuation totale des deux filtres dépasse 100dB. Les figures 4, 5 montrent les données moyennes des filtres en échelle de quartz constitués de plaques dans le boîtier B1, qui sont le plus souvent rencontrés. Le filtre de nettoyage coupe le bruit introduit par le chemin IF et, grâce au réglage de la bande passante en douceur appliqué, il vous permet de vous écarter légèrement des interférences en mode SSB. Il ne faut bien sûr pas placer de grands espoirs sur une telle variante d'un changement de bande passante en douceur. Premièrement, le rétrécissement ne se produit que d'un côté de la pente du filtre, et deuxièmement, il est problématique d'obtenir plus de 40 dB à partir d'un ZQ à quatre cristaux. Mais la complication est si simple et bon marché qu'il est insensé de refuser un tel service, même minime. Le filtre doit être conçu pour une largeur de bande de 2,4 kHz. Avec un rétrécissement en douceur de la bande par des varicaps, la pente supérieure se rapproche de la pente inférieure, en fonction du facteur de qualité du quartz, jusqu'à la bande de 600 ... 700 Hz. Mais du fait de la faible squareness du filtre, même avec une telle bande passante, il est possible de recevoir des stations SSB. Ce mode est souvent utilisé dans les plages de 160, 80 et 40 M. Au lieu des varicaps indiquées, plusieurs KB 119, KB 139 connectés en parallèle peuvent être utilisés.
Le filtre à cristal ZQ1 est cohérent avec le chemin IF (Fig. 2) à travers le circuit résonant L3 avec la bobine de couplage. Si la résistance du filtre est sensiblement différente de 300 ohms, la sélection du nombre de spires de la bobine de couplage est nécessaire. Le transistor VT7 s'allume pendant la transmission. La deuxième porte contrôle la puissance de sortie de l'émetteur-récepteur. La ligne UFC est montée sur des transistors KP327. Circuit emprunté à RA3AO. À mon avis, c'est l'une des meilleures options pour construire un tel chemin. Ici, vous pouvez utiliser des transistors à effet de champ à double grille et d'autres types. BF980 s'est avéré être le meilleur. Notre industrie n'a pas réussi à copier les caractéristiques de ce transistor, KP327 par rapport au BF980 est pire à la fois en Ksh et en Kus, bien que le Kus des transistors n'ait pas une importance décisive. Pour VT8, vous devez choisir un transistor avec un minimum de bruit. Habituellement, les meilleurs spécimens se rencontrent parmi les KP327A. VT9, VT10, VT11 peuvent également être remplacés par KP350. L'avantage de KP327 par rapport à KP350 et KP306 réside dans la meilleure valeur Ksh, la résistance à l'électricité statique et les "chercheurs d'or" ne réagissent en aucune façon à eux, car. les transistors ne contiennent pas de métaux précieux. Pour ajuster le gain, la propriété de saturation des caractéristiques de transmission des transistors à effet de champ sur la première grille à basse tension sur la seconde a été utilisée [2]. Le gain excessif est éliminé en shuntant les circuits IF avec les résistances R38 et R46. Il ne faut pas augmenter les niveaux RF sur les premières grilles des transistors afin que la valeur de la tension instantanée ne dépasse pas le seuil d'ouverture des diodes zener de protection statique (15 V). Sinon, les diodes Zener s'ouvrent et bloquent le fonctionnement de l'AGC - cela s'applique aux deux dernières cascades de l'IF. Le détecteur et l'oscillateur de référence, l'ULF et l'AGC préliminaires sont similaires [2]. Le transistor VT13 (Fig. 3) peut être utilisé pour allumer et éteindre le circuit AGC et pour bloquer l'AGC pendant la transmission afin que les lectures du S-mètre ne soient pas déformées, ce qui dans ce mode indique la puissance de sortie de l'émetteur. En tant que VT 13, vous pouvez utiliser à la fois un transistor à effet de champ et un transistor bipolaire. Le transistor bipolaire a une résistance collecteur-émetteur plus faible, il shunte donc mieux le circuit AGC. Le circuit amplificateur redresseur AGC est similaire à [2]. Les caractéristiques de synchronisation de la chaîne "rapide" ont été modifiées, la capacité de C74 a dû être augmentée à 0,047 ... 0,1 μF. Le microcircuit K174UN14 a été utilisé comme borne ULF, dans une inclusion typique, la bande passante d'en haut est déterminée par la chaîne C69, R80; le gain peut être ajusté par la résistance R81. La sortie ULF peut être chargée sur un haut-parleur ou via un diviseur R84, R85 sur un casque. Les détails Les bobines L1...L6 sont enroulées sur des cadres d'un diamètre de 5 mm, avec un noyau de réglage SCR-1. L3 ... L6 contiennent 25 ... 30 tours de fil PEVO, 2. LCB - 3...4 tours à l'extrémité "froide" de L3. L9, L10 - selfs avec une inductance de 50 ... 100 μH. L11 - inductance 0...30 µH. Les transformateurs T1 ... TZ sont enroulés avec du fil PEVO, 16 sur des anneaux K 10x6x3 en ferrite 1000 nn. T1 contient 10 tours de torsion en trois fils, T3 - 9 tours de torsion en deux fils, T2 est enroulé avec une torsion de trois fils: enroulement I - 3 tours, II - 10 tours, III - 10 tours. Cédant à la volonté d'assurer la "carte unique" de toute la conception du transceiver, nous avons décidé de séparer l'oscillateur local de référence sur la carte principale. Ceci, bien sûr, a compliqué la situation avec les "points affectés". Certains d'entre eux pourraient être totalement évités si l'oscillateur local de référence était réalisé dans un compartiment blindé séparé. Avec un IF réussi, le nombre de points ne dépasse pas 3 ... 5 pour les neuf gammes. Il est possible de s'en débarrasser presque complètement si vous bricolez avec une mise à la terre supplémentaire du bus d'alimentation du microcircuit et une métallisation autour de ce nœud. Schéma du circuit imprimé (Fig. 6) Emplacement des pièces sur la carte (Fig. 7) La configuration de la carte est typique, elle a été décrite à plusieurs reprises dans la littérature radioamateur. Les valeurs des éléments R1 et C1 dépendent du nœud utilisé comme oscillateur local. S'il s'agit d'un synthétiseur Kovel, R1=470...680m, C peut avoir une valeur de 68 pF à 10 nF. La qualité de l'adaptation est perceptible à l'oreille par le nombre minimum de "points de bruit" du synthétiseur. Les éléments LI, L2, C7, C9 sont accordés en résonance à la fréquence IF. La résistance R19 peut avoir une valeur nominale de 50 ... 200 ohms. La qualité de l'appariement de ce nœud détermine la diminution globale du niveau de "lésions" et une légère augmentation de la sensibilité. L'adaptation ZQ1 est réalisée par les résistances R22, R26, Kf et la sélection du nombre de spires LC8. Le filtre de nettoyage ZQ2 est associé aux résistances R52 et. R54. Le gain global du chemin FI peut être sélectionné à l'aide de R28, R38, R46. Les résistances R39, R47, R53, R60 affectent Kus et déterminent la qualité de la cascade AGC. Sur la fabrication des transformateurs. Des ferrites d'une perméabilité de 400 ... 2000 ont été testées, le diamètre des anneaux était de 7 ... 12 mm, des fils torsadés et sans torsion. Conclusion - tout fonctionne. Les principales exigences sont la précision de fabrication, l'absence de court-circuit de l'enroulement à la ferrite et la symétrie obligatoire des bras. Les diodes dans le mélangeur doivent être sélectionnées au moins en fonction de la résistance et de la capacité de la jonction ouverte. Transistors VT1, VT2 ; VT3, VT4 doivent être sélectionnés comme paires complémentaires identiques. Dans l'émetteur VT5, les valeurs R et C de la chaîne ne sont pas indiquées. Ils dépendent du type de transistor. Pour KT606 R - dans les 68 ... 120 Ohms, et C doit être ajusté au gain maximum à 28 MHz (généralement 1nF). À l'aide de R29, vous pouvez sélectionner le courant traversant le transistor, par exemple, en fonction de la sensibilité maximale. Les transistors KP327 sont soudés à partir du bas de la carte. Au-dessus de la planche, du côté de l'installation des pièces, il reste du papier d'aluminium, les trous sont fraisés. Les serpentins sont recouverts d'écrans. Pour l'achat de cartes de circuits imprimés ou d'assemblages personnalisés, veuillez contacter l'auteur, fréquence - 3,700 23.00 après XNUMXhXNUMX MSK. littérature: 1. Radioamateur. - 1995. N° 11,12.
Auteur : A. Tarasov (UT2FW), Ukraine, région d'Odessa, Reni ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru
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