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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Mélangeur à contre-onde en quadrature. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Dans un certain nombre de cas pratiques de conception d'équipements radio, des convertisseurs de fréquence sont nécessaires qui fournissent deux signaux en quadrature à la sortie. Ils sont largement utilisés dans les conditionneurs de signaux à bande latérale unique pour les communications, dans les dispositifs d'amorçage synchrone (récepteurs à conversion directe) et dans les équipements de traitement numérique. L'auteur de cette publication propose une autre façon de construire facilement un mélangeur en quadrature. Pour une description complète du signal radio, il est nécessaire de régler deux de ses paramètres : l'amplitude du courant A et la phase du courant Ψ. Sur le plan complexe, le signal est représenté par le vecteur A, tourné d'un angle Ψ (Fig. 1).
Cependant, la représentation pratique de tels paramètres hétérogènes sous forme de grandeurs électriques est extrêmement gênante. Il est bien préférable d'utiliser des projections du vecteur signal sur l'axe réel I = A cosΨ et sur l'axe imaginaire Q = A sinΨ. Ces paramètres sont homogènes et sont affichés par des tensions continues (mais évoluant avec la modulation) en courant lorsqu'elles sont converties en fréquence nulle, ou des tensions alternatives lorsque Ψ = ωt + φ. A partir de I et Q connus on peut toujours trouver A et Ψ : A2 = I2 + Q2, Ψ = arctg(Q/l). Désignations de signal acceptées dans la littérature étrangère : I - en phase et Q - en quadrature. La technique traditionnelle de construction des convertisseurs en quadrature implique l'utilisation d'un déphaseur haute fréquence (HF) installé dans le circuit pour fournir une tension hétérodyne aux mélangeurs (Fig. 2a). Aux sorties des mélangeurs, des signaux de fréquence différentiels sont formés, et comme les phases des signaux sont transformées de la même manière que les fréquences, ces signaux auront un déphasage relatif π/2. Parfois, par exemple, dans les convertisseurs réversibles à bande latérale unique, afin de préserver la bande latérale attribuée, un convertisseur haute fréquence est installé dans le circuit de signal (Fig. 2b).
Déphaseurs haute fréquence selon fig. 2, mais il est pratique d'effectuer sur des microcircuits numériques simultanément en divisant la fréquence de l'oscillateur local par 4, mais la gamme de fréquences des déphaseurs numériques est limitée à des dizaines de mégahertz. La gamme de déphaseurs réalisés sur des éléments LCR discrets n'est pas beaucoup plus large, car à des fréquences élevées, l'influence des inductances et capacités parasites du montage et d'autres éléments de circuit commence à avoir une forte incidence. Dans tous les cas, il n'est pas possible de réaliser un déphaseur sur des éléments discrets sans éléments d'accord. La tendance générale dans le passage aux hautes fréquences est l'utilisation de circuits à paramètres distribués, en particulier les lignes longues. Le déphaseur RF peut également être réalisé sur une ligne de longueur électrique a/4. En pratique, il est plus pratique de prendre une ligne d'une longueur de seulement λ / 8 et de diriger les signaux RF de l'entrée et de l'oscillateur local l'un vers l'autre, comme illustré à la Fig. 3.
Le déphasage relatif des signaux aux entrées des mélangeurs sera juste de π/2. qui est requis. Mais en même temps, des mélangeurs sont nécessaires, dans lesquels le signal et l'oscillateur local sont alimentés à la même entrée, c'est-à-dire les mélangeurs équilibrés conventionnels ne conviennent pas ici. Mais le mélangeur sur diodes en contre-parallèle, proposé par l'auteur il y a plus de 20 ans, est le mieux adapté ! Dans celui-ci, la fréquence de l'oscillateur local est la moitié de la fréquence du signal et la conversion se produit selon la loi F \u2d 2fl, - fc ou F \u16d Ic - XNUMXfl. La longueur de ligne à la fréquence LO ne sera que de λ/XNUMX, mais puisque la phase LO, ainsi que la fréquence, double pendant la conversion, des signaux en quadrature sont toujours formés aux sorties des mélangeurs. Dans la réalisation pratique d'un mélangeur à contre-propagation en quadrature, il est conseillé (mais non nécessaire) d'utiliser le mode d'onde progressive dans la ligne. A cet effet, les impédances d'entrée des mélangeurs avec les impédances de sortie des sources de signal connectées en parallèle doivent être égales à l'impédance caractéristique de la ligne. Les capacités d'entrée et de sortie doivent être compensées en connectant des inductances en parallèle ou non. La ligne peut être réalisée sous la forme d'un morceau de câble coaxial, sous la forme d'une ligne microruban imprimée, ou sur des éléments localisés. A titre d'exemple de la mise en œuvre pratique du mélangeur de la fig. La figure 4 montre un schéma pratique de la partie entrée d'un récepteur hétérodyne expérimental à une fréquence de 46 MHz. Le circuit d'entrée est formé par les éléments L1C1, et l'UFC est assemblé selon le circuit de source suiveuse sur un transistor à effet de champ VT1. L'étage tampon de l'oscillateur local sur le transistor VT3 est réalisé exactement selon le même schéma. L'oscillateur local du récepteur est réalisé selon le schéma d'un circuit capacitif à trois tons sur un transistor bipolaire VT2 utilisant un résonateur à quartz à une fréquence de 23 MHz. Une résistance d'accord R6 est installée dans le circuit d'alimentation de l'oscillateur local, ce qui vous permet de sélectionner le niveau du signal de l'oscillateur local sur les diodes du mélangeur afin d'obtenir le coefficient de transfert maximal.
Grâce aux capacités de séparation C3 et C8, les signaux RF sont acheminés aux extrémités de la ligne avec des mélangeurs qui leur sont connectés sur les diodes VD1-VD4. La ligne elle-même, en raison de la fréquence pas trop élevée, est réalisée sous la forme d'une liaison en forme de U d'un filtre passe-bas sur des éléments localisés L2C9C10. La fréquence de coupure de la liaison est beaucoup plus élevée que la fréquence du signal, elle n'introduit donc qu'un déphasage, et non une atténuation des signaux RF. Les capacités de sortie des suiveurs de source et les capacités d'entrée des mélangeurs sont prises en compte lors de l'établissement de l'ajustement correspondant des capacités de la liaison par les condensateurs d'ajustement C9 et C10. Les condensateurs C11 et C12 filtrent les composants haute fréquence aux sorties du mélangeur et limitent la bande passante audio. La bobine L1 contient 7 spires de fil PEL 0,5 et est réalisée sur un châssis de diamètre 5 mm avec un trimmer magnétite. la bobine de ligne L2 est enroulée sur un anneau haute fréquence d'un diamètre extérieur de 9 mm (une joue du circuit magnétique SB-9) et contient 8 spires de fil PEL 0,25. L'inductance L3 n'est nécessaire que pour fermer le circuit mélangeur pour le courant continu, son inductance n'est pas critique. La mise en place de l'appareil revient à régler le circuit d'entrée et à régler le niveau de tension hétérodyne au maximum du signal en sortie et à régler le déphasage dans les voies. A cet effet, les signaux I et Q sont fournis après une amplification appropriée (l'auteur a utilisé un double ampli-op K157UD2). aux entrées X et Y de l'oscilloscope. En réglant le même gain pour les canaux, en ajustant les condensateurs C9 et C10, ils obtiennent le cercle correct sur l'écran. L'appareil décrit offrait une sensibilité limitée au bruit de plusieurs microvolts (la tâche d'obtenir une sensibilité maximale n'était pas définie) et la précision du déphasage des signaux aux sorties était meilleure que quelques degrés, en tout cas, la forme de le chiffre sur l'écran de l'oscilloscope ne se distinguait pas d'un cercle dans toute la gamme des fréquences de battement du courant continu jusqu'à plusieurs kilohertz. Auteur : V. Polyakov, Moscou
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