Le choix des transistors MIS pour le convertisseur de tension d'une ULF automobile. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Convertisseurs de tension, redresseurs, onduleurs

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1. Apprenez à lire les sources primaires

"De tous les paramètres du transistor MIS, le plus important pour nous est la résistance du canal ouvert." Clausmobile

C'est vrai, mais ce n'est pas le seul. Prenons la documentation du transistor de puissance (par exemple, IRFP054N) et analysons-la pièce par pièce. Et en cours de route, nous prioriserons - ce qui est important et ce qui ne l'est pas. Je dois dire tout de suite que selon trois paramètres principaux - la résistance du canal Rds, la tension de fonctionnement maximale du drain-source Vbrds et le courant du canal Id, des conclusions peuvent être tirées, mais il est conseillé de fonctionner avec un ensemble complet de données. Au moins parce que les paramètres maximaux admissibles à + 25C sont garantis pour tuer l'appareil à 100C. Et, d'ailleurs, les données limitantes dans l'interprétation des différents fabricants ne sont pas toujours comparables.

Alors lisons le document.

Maximums absolus

Courant continu de drain à Vgs=10V : Id=81A à 25C, Id=57A à 100C. Et la note dit - "Calculé sur la base de la résistance thermique limite (idéale) du boîtier." Par conséquent, dans la vraie vie, il est inaccessible. Nous déterminerons nous-mêmes le courant limite sur la base d'une puissance thermique, d'un rapport cyclique d'impulsion et d'une résistance de canal raisonnables.

Courant de drain impulsionnel Id=290A (avec des réserves similaires). Génial, mais tout aussi inaccessible.

Puissance thermique dissipée à 25С Pmax=170W et son coefficient de température décroissant LDF(Pmax)=-1.1W/C. Ces deux paramètres vivent toujours indissociables. En effet, lorsque le cristal est chauffé à 125C (c'est normal), la puissance maximale admissible diminue à 170-1.1 * (125-25) = 60W. Ici sur ces 60 W, et avec une marge - 50 W, et nous naviguerons pour le moment.

Limite de tension grille-source (Vgs) - +/-20V. Suffisamment sûr pour un réseau 12V.

Résistance thermique

Boîtier de jonction PN - Rjc=0.9 C/W. Cela signifie qu'à 50W de perte de chaleur, la température de la zone de travail du cristal sera de 0.9 * 50 = 45 degrés supérieure à la température du boîtier du transistor (qui, à son tour, est inférieure à la température moyenne du radiateur).

Carter de radiateur, surface plane avec graisse silicone - Rcs=0.24 C/W. Ceux. 60W donnera encore 12C de perte de chaleur. Avec un joint en mica ce sera un peu moins bon. Un autre argument en faveur des transistors entièrement isolés. Hélas, alors qu'ils sont peu nombreux et que les chiens coûtent cher...

PN transition-air (en l'absence de radiateur) - Rja=40C/W. Ce qui aurait dû être prouvé - sans radiateur, l'appareil est inutile.

Paramètres électriques (à 25С à la jonction pn)

Réglages fous. Compte tenu de ce qui précède, 25C au passage à niveau ne peut être que dans un hiver très froid. Par conséquent, les dépendances à la température de tous les paramètres sont extrêmement importantes. Dieu merci, IR ne ment pas et en parle honnêtement.

La tension de claquage en canal fermé est Vbrds=55V (Vgs=0V, le courant de seuil du canal est de 250µA) et son facteur de réduction de température LDF(Pmax)=-0.06W/C. Ceux. à 125C Vbrds tombe à 49V. Deux bonnes conclusions. Tout d'abord, l'oscillation de la tension de drain est égale à deux tensions d'alimentation (c'est-à-dire 30V max) plus la fluctuation inévitable lors de la commutation (ajoutez encore 10V) - un total de 40V, ce qui correspond clairement à la norme. Deuxièmement, si 250 μA est déjà suffisamment important et est considéré comme un courant de "claquage", alors le courant de fuite normal d'un transistor fermé est d'un ordre de grandeur inférieur (25 μA à 25 C et Vds = 55 V, mais 250 μA à 150 C). Et bien sûr, il n'est pas nécessaire de le déconnecter (le convertisseur) de la batterie en position de non-fonctionnement.

Résistance du canal ouvert à Id=43A et Vgs=10V : Rds=12mOhm (milliOhm). Bonne résistance. Le meilleur monocristal IRFP064N à cet égard a 6.4 mOhm (c'était la résistance la plus basse en 1999. Les temps changent - 2002 ...). Moins - uniquement pour les modules multi-puces. Et comment il se comporte avec l'augmentation de la température est montré dans le graphique 4. Lorsque la température descend à -40C, la résistance diminue de 25%. A 100C - augmente de 40%. À 175C - double. Donc, plus loin dans les calculs, j'opère toujours avec une double résistance "passeport".

Tension de seuil de grille Vgsth=2.0..4.0V à Id=250µA. Le graphique 3 montre la dépendance à la température de la caractéristique de transfert. Il en ressort clairement que 8V suffisent amplement pour une ouverture complète garantie du canal. "Tout le reste n'a pas d'importance pour moi."

Courant de fuite de grille IGSS=100nA - nous ne sommes pas intéressés.

La charge totale de grille est de 130 nC à Vgs=10V, Vds=43V. Ce paramètre définit les exigences pour le circuit de déclenchement (pilote de porte). Pour un calcul approximatif d'un tel circuit, voir le matériel d'application TL494 IC sur mon site Web. Indirectement, cela détermine également la sécurité thermique du transistor, car la majeure partie de la chaleur est libérée précisément dans le processus transitoire. Et le graphique 6 montre sa dépendance à la tension de grille. On peut voir que, d'une part, la "capacité" de la porte est non linéaire, et d'autre part, les charges nécessaires pour ouvrir et fermer le canal à l'alimentation 12V seront différentes. Et deuxièmement, cela ne dépend pratiquement pas de la tension d'alimentation sur le canal.

Délais d'activation et de désactivation - tous n'ont pas plus de 66 ns de retard, ce qui nous convient.

Capacités d'entrée et de sortie - nous avons déjà parlé de l'entrée. La sortie détermine les résonances du circuit de drain, qui sont traitées avec un amortisseur RC. Cependant, en comparaison avec l'oscillation générée par la charge réelle (transformateur-redresseur), elles ne sont pas graves.

Paramètres de la diode Flyback nous ne sommes pas particulièrement intéressés.

Quelle est la somme ?

2. Compter sur les doigts

J'ai inventé un simple signe (dans Excel 98), dans lequel il est possible d'évaluer le régime thermique et l'efficacité du circuit primaire du convertisseur - c'est-à-dire pertes sur les clés et l'enroulement primaire. Les pertes sont présentées comme la somme des pertes à l'état ouvert (voir paragraphe ci-dessus) et de l'état transitoire.

Les pertes à l'état passant sont proportionnelles au carré du courant d'entrée (c'est-à-dire au carré de la puissance consommée), les pertes transitoires sont linéairement proportionnelles au courant d'entrée (puissance). On peut voir que les pertes transitoires dominent à faible puissance, à puissance élevée - les pertes sur la résistance du canal ouvert augmentent et réduisent fortement l'efficacité du circuit primaire. Dans le même temps, les pertes de chaleur sont assez faibles. Ceux. le choix d'un transistor dans un boîtier massif TO-247 ou TO-3 coûteux est injustifié - le boîtier TO-220 plus petit ne fournira pas de conditions thermiques pires. En ce qui concerne l'efficacité de la dissipation thermique et la fiabilité de la conception, l'auteur est en faveur d'un TO-220 entièrement isolé (par exemple, IRFI1010N) à deux mains.

Alors, comment choisit-on un transistor pour un amplificateur avec une puissance de sortie de Ru \u200d 12.5W? Fixons les pertes limites - 7.5% à l'état ouvert, 13% en transitoires, ce n'est que dans le circuit primaire à puissance maximale. En supposant un rendement de 67 % du circuit secondaire, nous obtenons un rendement total de 67 %. En supposant que l'efficacité de l'amplificateur lui-même est également de 200% à pleine puissance Pu (disons 2.2W), nous avons Pin = 440 Py = 440W. Dans ce cas, le courant d'entrée moyen Iin \u12d 37W / 80V \u37d 0.8A, et le courant des clés ouvertes avec un cycle de service total de 46% est de 55A / 33 \u2d 55A. Les pertes ne doivent pas dépasser 46W à l'état ouvert et 2W en transitoire. Puisque Popen = I ^ 26 * Rds (loi Joule-Lenz, je vous le rappelle), Rds ne doit pas dépasser 054W / (1010A) ^ 100 c'est-à-dire 220 mOhm - valeur "passeport" doublée. Ainsi, IRFP131N s'intègre, presque sans marge. Mais l'IRFI0.06N et le BUZ5 s'adapteront de la même manière (bien sûr, en TO-6 et non en boîtier SMD). Mais les transistors BTS200 avec Rds = 250 Ohm devront être installés jusqu'à 12-XNUMX pièces par épaule, mais les besoins en refroidissement pour chacun diminueront également de manière significative. Ceci est souvent utilisé en installant une batterie MiniDIP ou SMD dans des appareils sans dissipateurs thermiques. Bien sûr, la parallélisation des transistors nécessite des techniques de circuit et une disposition de carte spéciales, mais avec une puissance de sortie supérieure à XNUMX-XNUMX W, il n'y a tout simplement pas d'autre issue. Je renvoie les curieux à l'article historique de Shikhman dans "Master XNUMX Volt" sur le dispositif de l'amplificateur Lanzarov

Quant à la puissance dissipée aux fronts, elle ne dépend pratiquement pas de Rds - uniquement du courant et de la durée du front. Il est tout à fait réaliste de le mettre dans 2-3% de la période et de fermer le problème pour tous les courants admissibles.

3. Régime

Nous choisissons des transistors basse tension (Vbrds = 55-100V) dans le boîtier TO-220, ou encore mieux TO-220 Fullpak, en fonction de la résistance du canal de la plaque signalétique