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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Régulateurs de tension à transistor avec protection contre les surcharges
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Parasurtenseurs Il semble que tout ait été écrit sur les stabilisateurs de tension continue. Néanmoins, le développement d'un stabilisateur fiable et pas trop compliqué (pas plus de trois ou quatre transistors), notamment avec un courant de charge accru, est une tâche assez sérieuse, car l'une des premières places est l'exigence d'une protection fiable des transistors de commande. de la surcharge. Dans le même temps, il est souhaitable qu'après l'élimination de la cause de la surcharge, le fonctionnement normal du stabilisateur soit automatiquement rétabli. Le désir de répondre à ces exigences conduit souvent à une complication importante du circuit stabilisateur et à une diminution notable de son efficacité. L'auteur de l'article proposé essaie de trouver la solution optimale, à son avis. Avant de rechercher la solution optimale, analysons les caractéristiques de charge Uout = f(Iout) des stabilisateurs de tension réalisés selon les schémas les plus courants. Pour le stabilisateur décrit dans [1], en cas de surcharge, la tension de sortie Uout tombe rapidement à zéro. Cependant, le courant ne diminue pas et peut être suffisant pour endommager la charge, et la puissance dissipée par le transistor de commande dépasse parfois celle admissible. Dans [2], un tel stabilisateur est complété par une protection contre le déclenchement. En cas de surcharge, non seulement la tension de sortie diminue, mais aussi le courant. Cependant, la protection n'est pas assez efficace, puisqu'elle ne fonctionne qu'après que la tension de sortie soit tombée en dessous de 1 V et, dans certaines conditions, n'élimine pas la surcharge thermique du transistor de régulation. Pour remettre un tel stabilisateur en mode de fonctionnement, il est nécessaire d'éteindre presque complètement la charge, ce qui n'est pas toujours acceptable, notamment pour un stabilisateur faisant partie intégrante d'un dispositif plus complexe. Protection du stabilisateur dont le schéma est représenté sur la fig. 1 se déclenche déjà avec une légère diminution de la tension de sortie provoquée par une surcharge. Les valeurs nominales des éléments du circuit sont données pour une tension de sortie de 12 V en deux versions : sans parenthèses, si VD1 est D814B, et entre parenthèses, s'il s'agit de KS139E. Une brève description du fonctionnement d'un tel stabilisateur est disponible dans [3].
Ses bons paramètres s'expliquent par le fait que tous les signaux nécessaires sont générés à partir d'une tension de sortie stabilisée et que les deux transistors (régulation VT1 et contrôle VT2) fonctionnent en mode amplification de tension. Les caractéristiques de charge expérimentalement prises de ce stabilisateur sont présentées sur la fig. 2 (courbes 3 et 4).
Lorsque la tension de sortie s'écarte de la valeur nominale, son incrément est transmis presque entièrement via la diode Zener VD1 à l'émetteur du transistor VT2. Si vous ne tenez pas compte de la résistance différentielle de la diode Zener, ΔUe - ΔUout. Il s’agit d’un signal de rétroaction négatif. Mais l’appareil a aussi un côté positif. Il est créé par une partie de l'incrément de tension de sortie, fournie à la base du transistor via le diviseur de tension R2R3 :
Le retour total en mode stabilisation est négatif, le signal d'erreur est la valeur
qui est plus grand en valeur absolue, plus R3 est petit par rapport à R2. La réduction de ce rapport affecte favorablement le coefficient de stabilisation et la résistance de sortie du stabilisateur. Étant donné que
La diode Zener VD1 doit être sélectionnée pour la tension de sortie de stabilisation maximale possible, mais inférieure. Si l'on remplace la résistance R3 par deux diodes connectées dans le sens direct et connectées en série (comme suggéré par exemple dans [4]), les paramètres du stabilisateur s'amélioreront, puisque la place de R3 dans les expressions pour ΔUb et ΔUbe sera être prise par une petite résistance différentielle de diodes ouvertes. Cependant, un tel remplacement entraîne certains problèmes lorsque le stabilisateur passe en mode protection. Nous y reviendrons ci-dessous, mais pour l'instant nous laisserons la résistance R3 au même endroit. En mode stabilisation, la chute de tension aux bornes de la résistance R1 reste quasiment inchangée. Le courant qui traverse cette résistance est la somme du courant de la diode Zener VD1 et du courant d'émetteur du transistor VT2, qui est pratiquement égal au courant de base du transistor VT1. Avec une diminution de la résistance de charge, la dernière composante du courant circulant à travers R1 augmente et la première (courant de diode Zener) diminue jusqu'à zéro, après quoi l'incrément de tension de sortie n'est plus transmis à l'émetteur du transistor VT2 via le Zener. diode. En conséquence, le circuit de rétroaction négative est rompu et la rétroaction positive qui continue de fonctionner entraîne une fermeture par avalanche des deux transistors et une coupure du courant de charge. Le courant de charge, lorsqu'il est dépassé, la protection est activée, peut être estimé par la formule
où h21e est le coefficient de transfert de courant du transistor VT1. Malheureusement, h21e présente une grande variation d'une instance à l'autre du transistor, en fonction du courant et de la température. Par conséquent, la résistance R1 doit souvent être sélectionnée lors de la configuration. Dans un stabilisateur conçu pour un courant de charge important, la résistance de la résistance R1 est faible. En conséquence, le courant traversant la diode Zener VD1, avec une diminution du courant de charge, augmente tellement qu'il est nécessaire d'utiliser une diode Zener haute puissance. La présence dans les caractéristiques de charge (voir courbes 3 et 4 de la Fig. 2) de sections de transition relativement longues entre les modes de fonctionnement et de protection (à noter que ces sections sont les plus difficiles en termes de régime thermique du transistor VT1) est principalement en raison du fait que le développement du processus de commutation empêche la rétroaction négative locale à travers la résistance R1. Plus la tension est basse stabilisation de la diode Zener VD1, plus, toutes choses égales par ailleurs, la valeur de la résistance R1 est grande et plus le passage du mode de travail au mode de protection du stabilisateur est "serré". Comme indiqué précédemment, la conclusion sur la faisabilité de l'utilisation de la diode Zener VD1 avec la tension de stabilisation la plus élevée possible est confirmée expérimentalement. La tension de sortie du stabilisateur selon le circuit illustré à la fig. 1, avec une diode Zener D814B (Ust = 9 V), par rapport à une diode Zener KS139E similaire (UCT = 3,9 V), elle dépend beaucoup moins de la charge et elle passe plus "froidement" en mode protection en cas de surcharge. Il est possible de réduire et même d'éliminer complètement la section de transition de la caractéristique de charge du stabilisateur en y ajoutant un transistor supplémentaire VT3, comme le montre la Fig. 3.
En mode de fonctionnement, ce transistor est en saturation et n'a pratiquement aucun effet sur le fonctionnement du stabilisateur, n'aggravant que légèrement la stabilité en température de la tension de sortie. Lorsque, à la suite d'une surcharge, le courant de la diode Zener VD1 tend vers zéro, le transistor VT3 passe à l'état actif puis se ferme, créant les conditions d'un activation rapide de la protection. Il n'y a pas de section de transition douce de la caractéristique de charge dans ce cas (voir courbe 1 sur la figure 2). Les diodes VD2 et VD3 en mode de fonctionnement stabilisent la tension sur la base du transistor VT2, ce qui améliore les principaux paramètres du stabilisateur. Cependant, sans transistor VT3 supplémentaire, cela affecte négativement la protection, car cela affaiblit la composante positive du système d'exploitation. Le passage au mode de protection dans ce cas est très retardé et n'intervient qu'après que la tension à la charge chute à une valeur proche de celle supportée par les diodes VD2 et VD3 basées sur le transistor VT2 (voir courbe 2 sur la Fig. 2). Les stabilisateurs considérés présentent un inconvénient important pour de nombreuses applications : ils restent dans un état de protection une fois la cause de la surcharge éliminée, et souvent, même lorsque la tension d'alimentation est appliquée avec la charge connectée, ils ne se mettent pas en fonctionnement. mode. Il existe différentes manières de les démarrer, par exemple en utilisant une résistance supplémentaire installée en parallèle avec la section collecteur-émetteur du transistor VT1, ou (comme proposé dans [4]) en "alimentant" la base du transistor VT2. Le problème est résolu par un compromis entre la fiabilité du démarrage en charge et l'ampleur du courant de court-circuit, qui n'est pas toujours acceptable. Les variantes d'unités de lancement considérées dans [5] et [6] sont plus efficaces, mais compliquent le stabilisateur dans son ensemble. Une manière peu courante mais intéressante de sortir le stabilisateur du mode de protection a été proposée dans [7]. Cela réside dans le fait qu'un générateur d'impulsions spécialement prévu ouvre périodiquement de force le transistor de régulation, transférant le stabilisateur en mode de fonctionnement pendant un certain temps. Si la cause de la surcharge est éliminée, à la fin de l'impulsion suivante, la protection ne fonctionnera plus et le stabilisateur continuera à fonctionner normalement. La puissance moyenne dissipée dans le transistor de commande lors d'une surcharge augmente légèrement. Sur la fig. La figure 4 montre un schéma d'une des options possibles pour un stabilisateur fonctionnant sur ce principe. Il diffère de celui décrit dans [7] par l'absence d'un nœud séparé - un générateur d'impulsions. En cas de surcharge, le stabilisateur passe en mode oscillatoire grâce au OS positif, qui se ferme via le condensateur C1. La résistance R3 limite le courant de charge du condensateur et R4 sert de charge de générateur lorsqu'une charge externe est fermée.
En l'absence de surcharge, après application de la tension d'alimentation, le stabilisateur démarre grâce à la résistance R2. Le condensateur C1 étant shunté par une diode ouverte VD2 et des résistances R3-R5 connectées en série, les conditions d'auto-excitation ne sont pas remplies et le dispositif fonctionne de manière similaire à celui considéré précédemment (voir Fig. 1). Lors du passage du stabilisateur au mode de protection, le condensateur C1 agit comme un booster, accélérant le développement du processus. Le circuit équivalent du stabilisateur en mode de protection est illustré à la fig. 5.
Avec une résistance de charge Rn égale à zéro, la borne positive du condensateur C1 est connectée via une résistance R4 à un fil commun (moins la source de tension d'entrée). La tension à laquelle le condensateur a été chargé même en mode stabilisation est appliquée à la base du transistor VT2 en polarité négative et maintient le transistor fermé. Le condensateur est déchargé par le courant i1. courant à travers les résistances R3-R5 et une diode ouverte VD2. Lorsque la tension à la base de VT1 dépasse -0,7 V, la diode VD2 se fermera, mais le condensateur continuera à se recharger avec le courant i2 circulant dans la résistance R2. En atteignant une petite tension positive à la base du transistor VT2, ce dernier, et avec lui VT1, commencera à s'ouvrir. En raison de la rétroaction positive à travers le condensateur C1, les deux transistors s'ouvriront complètement et resteront dans cet état pendant un certain temps jusqu'à ce que le condensateur soit chargé du courant i3 presque jusqu'à la tension Uin, après quoi les transistors se fermeront et le cycle se répétera. Avec le schéma présenté à la Fig. 5 dénominations des éléments, la durée des impulsions générées est en millisecondes, la période de répétition est de 100 ... 200 ms. L'amplitude des impulsions de courant de sortie en mode protection est approximativement égale au courant de fonctionnement de la protection. La valeur moyenne du courant de court-circuit, mesurée avec un milliampèremètre à aiguille, est d'environ 30 mA. Avec une augmentation de la résistance de charge RH, il arrive un moment où, avec les transistors ouverts VT1 et VT2, le OS négatif "l'emporte" sur le positif et le générateur se transforme à nouveau en stabilisateur de tension. La valeur de RH, à laquelle le régime change, dépend principalement de la résistance de la résistance R3. Si ses valeurs sont trop petites (inférieures à 5 ohms), une hystérésis apparaît dans la caractéristique de charge, et à résistance nulle R3, la stabilisation de tension n'est rétablie que lorsque la résistance de charge est supérieure à 200 ohms. Une augmentation excessive de la résistance de la résistance R3 conduit au fait qu'une section de transition apparaît dans la caractéristique de charge. L'amplitude des impulsions de polarité négative basées sur le transistor VT2 atteint 10 V, ce qui peut entraîner un claquage électrique de la section base-émetteur de ce transistor. Cependant, le claquage est réversible et son courant est limité par les résistances R1 et R3. Cela ne gêne pas le fonctionnement du générateur. Lors du choix d'un transistor VT2, il faut également tenir compte du fait que la tension appliquée à sa section collecteur-base atteint la somme des tensions d'entrée et de sortie du stabilisateur. Dans les équipements en fonctionnement, la sortie du régulateur de tension est généralement shuntée par un condensateur (C2, représenté sur la figure 4 par une ligne pointillée). Sa capacité ne doit pas dépasser 200 microfarads. La limitation est due au fait que lors d'une surcharge qui ne s'accompagne pas d'une fermeture complète de la sortie, ce condensateur entre dans le circuit de rétroaction positive du générateur. En pratique, cela se traduit par le fait que le générateur « démarre » uniquement avec une surcharge importante et qu'une hystérésis apparaît dans la caractéristique de charge. La résistance de la résistance R4 doit être telle que la chute de tension à ses bornes pendant l'impulsion soit suffisante pour ouvrir le transistor VT2 (-1 V) et assurer les conditions d'autogénération à résistance de charge nulle. Malheureusement, en mode stabilisation, cette résistance ne fait que réduire l'efficacité de l'appareil. Pour un fonctionnement précis de la protection, il est nécessaire que, quel que soit le courant de charge admissible, la tension d'entrée minimale (en tenant compte des ondulations) du stabilisateur reste suffisante pour son fonctionnement normal. Lors de la vérification de tous les stabilisateurs évoqués ci-dessus avec une tension de sortie nominale de 12 V, un redresseur à diode en pont de 14 V avec un condensateur de 10000 38 microfarads en sortie a servi de source d'alimentation. La tension d'ondulation à la sortie du redresseur, mesurée avec un millivoltmètre VZ 0,6, ne dépassait pas XNUMX V. Si nécessaire, le caractère impulsionnel de la protection peut être utilisé pour indiquer l'état du stabilisateur, y compris le son. Dans ce dernier cas, lors d'une surcharge, des clics se feront entendre avec un taux de répétition des impulsions. Sur la fig. La figure 6 montre un schéma d'un stabilisateur plus complexe avec protection contre les impulsions, largement dépourvu des défauts évoqués dans la première partie de l'article (voir Figure 4). Sa tension de sortie est de 12 V, sa résistance de sortie est de 0,08 Ohm, son facteur de stabilisation est de 250, son courant de fonctionnement maximum est de 3 A, son seuil de protection est de 3,2 A, son courant de charge moyen en mode protection est de 60 mA. La présence d'un amplificateur sur le transistor VT2 permet, si nécessaire, d'augmenter significativement le courant de fonctionnement en remplaçant le transistor VT1 par un transistor composite plus puissant.
L'algorithme de protection de ce stabilisateur diffère peu de celui décrit précédemment. En mode protection, les transistors VT2 et VT3 forment un générateur d'impulsions avec un condensateur de réglage de fréquence C1. Le condensateur C2 supprime la génération parasite haute fréquence. Il n'y a pas de résistance série qui dégrade l'efficacité dans le circuit de sortie du stabilisateur (similaire à R4, voir Fig. 4), la charge du générateur est la résistance R1. Le but des diodes VD1, VD2 et du transistor VT4 est similaire à celui des éléments VD2, VD3 et VT3 dans le stabilisateur selon le circuit représenté sur la fig. 3. La valeur de la résistance de limitation R4 peut être comprise entre des dizaines d'ohms et 51 kOhm. La sortie du stabilisateur peut être shuntée avec un condensateur jusqu'à 1000 μF, ce qui entraîne cependant l'apparition d'une hystérésis dans la caractéristique de charge : à un seuil de protection de 3,2 A, la valeur mesurée du courant de retour au mode de stabilisation est de 1,9 A. Pour une commutation claire des modes, il est nécessaire qu'avec une diminution de la résistance de charge, le courant traversant la diode Zener VD3 s'arrête avant que le transistor VT2 n'entre en saturation. Par conséquent, la valeur de la résistance R1 est choisie de telle manière qu'avant le la protection se déclenche entre le collecteur et l'émetteur de ce transistor, il reste une tension d'au moins 2 ... 3 V. En mode protection, le transistor VT2 entre en saturation, de ce fait, l'amplitude des impulsions de courant de charge peut être de 1.2. .. 1,5 fois le courant de fonctionnement de la protection. Il faut garder à l'esprit qu'avec une diminution significative de la résistance R1, la puissance dissipée sur le transistor VT2 augmente significativement. La présence du condensateur C1 peut théoriquement conduire à une augmentation de l'ondulation de la tension de sortie du stabilisateur. Toutefois, cela n’a pas été observé dans la pratique. La tension stabilisée de sortie est égale à la somme des chutes de tension aux bornes des diodes VD1 et VD2, de la section base-émetteur du transistor VT4 et de la tension de stabilisation de la diode Zener VD3, moins la chute de tension dans la section base-émetteur de le transistor VT3 - environ 1,4 V de plus que la tension de stabilisation de la diode Zener. Le courant de déclenchement de protection est calculé par la formule
Grâce à un amplificateur supplémentaire sur le transistor VT2, le courant circulant dans la résistance R3 est relativement faible, même avec des courants de charge nominaux importants. Ceci, d'une part, améliore l'efficacité du stabilisateur, mais d'autre part, cela oblige à utiliser une diode Zener capable de fonctionner à faibles courants comme le VD3. Le courant de stabilisation minimum indiqué dans le schéma (voir Fig. 6) de la diode Zener KS211Zh est de 0,5 mA. Un tel stabilisateur, en plus de sa fonction directe, peut servir de limiteur de décharge de batterie. Pour ce faire, la tension de sortie est réglée de sorte que lorsque la tension de la batterie est inférieure à celle autorisée, la protection fonctionnera, empêchant une décharge supplémentaire. La valeur de la résistance R6 dans ce cas, il est conseillé d'augmenter à 10 kOhm. De ce fait, le courant consommé par l'appareil en mode fonctionnement passera de 12 à 2,5 mA. Il convient de garder à l'esprit qu'au bord du fonctionnement de la protection, ce courant augmente jusqu'à environ 60 mA, mais avec le démarrage du générateur d'impulsions, la valeur moyenne du courant de décharge de la batterie chute à 4 ... 6 mA. Selon le principe considéré de la protection contre les impulsions, il est possible de construire non seulement des stabilisateurs de tension, mais également des « fusibles » électroniques auto-cicatrisants installés entre la source d'alimentation et la charge. Contrairement aux maillons fusibles, ces fusibles peuvent être utilisés à plusieurs reprises sans se soucier de leur récupération une fois la cause du fonctionnement éliminée. Le fusible électronique doit résister à la fois à une fermeture de charge totale ou partielle à court et à long terme. Ce dernier cas se produit souvent avec de longs fils de connexion, dont la résistance constitue une partie importante de la charge utile. Ce cas est le plus difficile pour l'élément de commutation du fusible. Sur la fig. La figure 7 montre un schéma d'un simple fusible électronique auto-cicatrisant avec protection contre les impulsions. Le principe de son fonctionnement est proche du stabilisateur de tension décrit ci-dessus (voir Fig. 4), mais avant que la protection ne soit activée, les transistors VT1 et VT2 sont en saturation et la tension de sortie est quasiment égale à l'entrée.
Si le courant de charge a dépassé la valeur admissible, le transistor VT1 sort de saturation et la tension de sortie commence à diminuer. Son incrément à travers le condensateur C1 pénètre dans la base du transistor VT2, fermant ce dernier, et avec lui VT1. La tension de sortie diminue encore plus et, à la suite du processus d'avalanche, les transistors VT1 et VT2 sont complètement fermés. Après un certain temps, en fonction de la constante de temps des circuits R1C1, ils s'ouvriront à nouveau, cependant, si la surcharge persiste, ils se refermeront. Ce cycle est répété jusqu'à ce que la surcharge soit supprimée. La fréquence des impulsions générées est d'environ 20 Hz lorsque la charge est légèrement supérieure à celle autorisée, et de 200 Hz lorsqu'elle est complètement fermée. Le rapport cyclique des impulsions dans ce dernier cas est supérieur à 100. Lorsque la résistance de charge augmente jusqu'à une valeur acceptable, le transistor VT1 entrera en saturation et la génération d'impulsions s'arrêtera. Le courant de fonctionnement du "fusible" peut être approximativement déterminé par la formule
Le coefficient de 0,25, sélectionné expérimentalement, tient compte du fait qu'au moment du passage du transistor VT1 de la saturation au mode actif, son coefficient de transfert de courant est bien inférieur au nominal. Le courant mesuré de l'opération de protection à une tension d'entrée de 12 V est de 0,35 A, l'amplitude des impulsions de courant de charge lorsqu'elle est fermée est de 1,3 A. L'hystérésis (la différence entre les courants de l'opération de protection et de rétablissement du fonctionnement mode) n’a pas été détecté. Si nécessaire, des condensateurs de blocage d'une capacité totale ne dépassant pas 200 microfarads peuvent être connectés à la sortie « fusible », ce qui augmentera le courant de déclenchement à environ 0,5 A. S'il est nécessaire de limiter l'amplitude des impulsions de courant de charge dans le circuit émetteur du transistor VT2, il convient d'inclure une résistance de plusieurs dizaines d'ohms et d'augmenter légèrement la valeur de la résistance R3. Si la charge n'est pas complètement fermée, un claquage électrique de la section base-émetteur du transistor VT2 est possible. Cela affecte de manière insignifiante le fonctionnement du générateur et ne présente aucun danger pour le transistor, car la charge accumulée dans le condensateur C1 avant le claquage est relativement faible. Les inconvénients du "fusible" assemblé selon le schéma considéré (Fig. 7) sont un faible rendement dû à la résistance R3 connectée en série dans le circuit de charge et au courant de base du transistor VT1, qui est indépendant de la charge. Ce dernier est typique d'autres appareils similaires [8]. Les deux raisons qui réduisent l'efficacité sont éliminées dans un "fusible" plus puissant avec un courant de charge maximum de 5 A, dont le circuit est illustré à la fig. 8. Son efficacité dépasse 90 % dans plus de dix fois la variation du courant de charge. Le courant consommé en l'absence de charge est inférieur à 0,5 mA.
Pour réduire la chute de tension aux bornes du "fusible", un transistor au germanium est utilisé comme VT4. Lorsque le courant de charge est inférieur à la valeur admissible, ce transistor est au bord de la saturation. Cet état est soutenu par une boucle de rétroaction négative qui, lorsque le transistor VT2 est ouvert et saturé, est formée par les transistors VT1 et VT3. La chute de tension dans la section collecteur-émetteur du transistor VT4 ne dépasse pas 0,5 V à un courant de charge de 1 A et 0,6 V à 5 A. Lorsque le courant de charge est inférieur au courant de déclenchement de la protection, le transistor VT3 est en mode actif et la tension entre son collecteur et son émetteur est suffisante pour ouvrir le transistor VT6, ce qui assure l'état saturé du transistor VT2 et, in fine, le conducteur. état de la clé VT4. Avec une augmentation du courant de charge, le courant de base VT3 sous l'influence d'un OS négatif augmente et la tension sur son collecteur diminue jusqu'à ce que le transistor VT6 se ferme. A ce moment, la protection entre en jeu. Le courant de déclenchement peut être estimé par la formule
où Req est la résistance totale des résistances R4, R6 et R8 connectées en parallèle. Le coefficient 0,5, comme dans le cas précédent, est expérimental. Lorsque la charge est fermée, l'amplitude des impulsions de courant de sortie est environ deux fois supérieure au courant de l'opération de protection. Sous l'action du positif OS, qui se ferme à travers le condensateur C2, le transistor VT6, et avec lui VT2-VT4, sont complètement fermés, VT5 s'ouvre. Les transistors restent dans les états indiqués jusqu'à ce que la charge du condensateur C2 soit complétée par le courant circulant à travers la section base-émetteur du transistor VT5 et les résistances R7, R9, R11, R12. Étant donné que R12 a la plus grande valeur parmi les résistances répertoriées, il détermine la période de répétition des impulsions générées - environ 2,5 s. Une fois la charge du condensateur C2 terminée, le transistor VT5 se fermera, VT6 et VT2-VT4 s'ouvriront. Le condensateur C2 se décharge en 0,06 s environ à travers le transistor VT6, la diode VD1 et la résistance R11. Avec une charge fermée, le courant de collecteur du transistor VT4 atteint à ce moment 8 ... 10 A. Ensuite, le cycle se répétera. Cependant, lors de la première impulsion après l'élimination de la surcharge, le transistor VT3 n'entrera pas en saturation et le "fusible" reviendra en mode de fonctionnement. Fait intéressant, pendant l'impulsion, le transistor VT6 ne s'ouvre pas complètement. Ceci est empêché par la boucle OS négative formée par les transistors VT2, VT3, VT6. Avec la valeur de la résistance R8 (9 kOhm) indiquée sur le schéma (Fig. 51), la tension au collecteur du transistor VT6 ne descend pas en dessous de 0,3 Uin. La charge la plus défavorable pour le "fusible" est une lampe à incandescence puissante, dans laquelle la résistance d'un filament froid est plusieurs fois inférieure à celle d'un filament chauffé. Un test effectué avec une lampe de voiture 12 V 32 + 6 W a montré que 0,06 s pour le préchauffage est tout à fait suffisant et que le "fusible" après son allumage passe de manière fiable en mode de fonctionnement. Mais pour des lampes plus inertielles, il faudra peut-être augmenter la durée et la période de répétition des impulsions en installant un condensateur C2 plus gros (mais pas d'oxyde). Le rapport cyclique des impulsions générées à la suite d'un tel remplacement restera le même. Égal à 40, il n’a pas été choisi par hasard. Dans ce cas, tant au courant de charge maximum (5 A) que lorsque la sortie « fusible » est fermée, une puissance à peu près identique et sûre est dissipée sur le transistor VT4. Le transistor GT806A peut être remplacé par un autre de la même série ou par un puissant en germanium, par exemple le P210 avec n'importe quelle lettre d'index. S'il n'y a pas de transistors au germanium ou s'il est nécessaire de travailler à des températures élevées, des transistors au silicium avec h21e> 40 peuvent également être utilisés, par exemple KT818 ou KT8101 avec n'importe quel indice de lettre, augmentant la valeur de la résistance R5 à 10 kOhm. Après un tel remplacement, la tension mesurée entre le collecteur et l'émetteur du transistor VT4 n'a pas dépassé 0,8 V pour un courant de charge de 5 A. Lors de la réalisation d'un "fusible", le transistor VT4 doit être installé sur un dissipateur thermique, par exemple une plaque d'aluminium de dimensions 80x50x5 mm. Un dissipateur thermique d'une superficie de 1,5 ... 2 cm2 est également nécessaire pour le transistor VT3. Allumez l'appareil pour la première fois sans charge, et tout d'abord, vérifiez la tension entre le collecteur et l'émetteur du transistor VT4, qui doit être d'environ 0,5 V. Connectez ensuite une résistance variable en fil avec une résistance de 10... 20 Ohm et une puissance de 100 W en sortie via un ampèremètre. En diminuant progressivement sa résistance, mettez l'appareil en mode protection. À l'aide d'un oscilloscope, assurez-vous que le changement de mode se produit sans transitoires prolongés et que les paramètres des impulsions générées correspondent à ceux indiqués ci-dessus. La valeur exacte du courant de fonctionnement de la protection peut être réglée par une sélection de résistances R4, R6, R8 (il est souhaitable que leurs valeurs nominales restent les mêmes). Avec un circuit de charge prolongé, la température du boîtier du transistor VT4 ne doit pas dépasser la valeur autorisée. littérature
Auteur : A. Moskvin, Iekaterinbourg
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Commentaires sur l'article : Gennady Un grand merci pour l'article et ATTENTION à la personne !!!
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