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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Filtre à cristal de l'émetteur-récepteur. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles Un filtre à cristal est, comme vous le savez, "un demi-bon émetteur-récepteur". Cet article présente la conception pratique d'un filtre à quartz à douze cristaux de la sélection principale pour un émetteur-récepteur et un décodeur de haute qualité pour un ordinateur, vous permettant de configurer celui-ci et tout autre filtre à bande étroite. Récemment, dans les conceptions amateurs, des filtres à quartz de type échelle à huit cristaux fabriqués sur les mêmes résonateurs sont utilisés comme filtre de sélection principal. Ces filtres sont relativement faciles à fabriquer et ne nécessitent pas de gros coûts de matériel. Des programmes informatiques ont été écrits pour leur calcul et leur simulation. Les caractéristiques des filtres répondent pleinement aux exigences d'une réception et d'une transmission de signal de haute qualité. Cependant, avec tous les avantages, ces filtres présentent également un inconvénient important - une certaine asymétrie dans la réponse en fréquence (pente plate à basse fréquence) et, par conséquent, un faible facteur d'équerrage. La charge de travail de la radio amateur détermine des exigences assez strictes pour la sélectivité d'un émetteur-récepteur moderne dans le canal adjacent, de sorte que le filtre de sélection principal doit fournir une atténuation en dehors de la bande passante d'au moins 100 dB avec un facteur d'équerrage de 1,5-1,8 (à -6 /-90 niveaux dB). Naturellement, les pertes et la réponse en fréquence inégale dans la bande passante du filtre doivent être minimes. Guidé par les recommandations énoncées dans [1], un filtre en échelle à dix cristaux avec une caractéristique de Chebyshev a été choisi comme base avec une irrégularité de réponse en fréquence de 0,28 dB. Pour augmenter la pente des pentes, des circuits supplémentaires ont été introduits parallèlement à l'entrée et à la sortie du filtre, constitués de résonateurs et de condensateurs à quartz connectés en série. Les paramètres des résonateurs et du filtre ont été calculés selon la méthode décrite dans [2]. Pour une bande passante de filtre de 2,65 kHz, les valeurs initiales ont été obtenues С1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 H, RH = 224 Ohm. Le circuit de filtrage et les valeurs calculées des valeurs nominales des condensateurs sont illustrés à la fig. 1.
La conception utilise des résonateurs à quartz pour les décodeurs de télévision PAL à une fréquence de 8,867 MHz, fabriqués par VNIISIMS (Alexandrov, région de Vladimir). La répétabilité stable des paramètres cristallins, leurs petites dimensions et leur faible coût ont joué leur rôle dans le choix. La sélection de la fréquence des résonateurs à quartz pour ZQ2-ZQ11 a été effectuée avec une précision de ± 50 Hz. Les mesures ont été effectuées à l'aide d'un auto-oscillateur fabriqué par nos soins et d'un fréquencemètre industriel. Les résonateurs ZQ1 et ZQ12 pour circuits parallèles sont choisis parmi d'autres lots de cristaux avec des fréquences respectivement inférieures et supérieures à la fréquence fondamentale du filtre d'environ 1 kHz. Le filtre est assemblé sur une carte de circuit imprimé en fibre de verre feuille double face de 1 mm d'épaisseur (Fig. 2).
La couche supérieure de métallisation est utilisée comme fil commun. Les trous sur le côté de l'installation du résonateur sont fraisés. Les boîtiers de tous les résonateurs à quartz sont connectés à un fil commun par soudure. Avant l'installation des pièces, le PCB du filtre est soudé dans une boîte étamée avec deux couvercles amovibles. De plus, du côté des conducteurs imprimés, une cloison-écran est soudée, passant entre les pattes des résonateurs le long de la ligne axiale centrale de la carte. Sur la fig. 3 montre le schéma électrique du filtre. Tous les condensateurs du filtre sont KD et KM.
Une fois le filtre fabriqué, la question s'est posée : comment mesurer sa réponse en fréquence avec une résolution maximale chez soi ? Un ordinateur personnel a été utilisé avec une vérification ultérieure des résultats de mesure en traçant la réponse en fréquence du filtre par points à l'aide d'un microvoltmètre sélectif. Pour visualiser la réponse en fréquence du filtre à -100 dB, le générateur doit avoir un niveau de bruit latéral inférieur à la valeur spécifiée et le détecteur doit avoir une bonne linéarité avec une plage dynamique maximale d'au moins 90 ... 100 dB. Pour cette raison, le générateur de bruit a été remplacé par un générateur de balayage conventionnel (Fig. 4).
Le circuit d'un oscillateur à quartz [4] est pris comme base, dans lequel la densité spectrale de puissance relative du bruit est de - 165 dB / Hz. Cela signifie que la puissance de bruit du générateur à un désaccord de 10 kHz dans une bande de 3 kHz est inférieure à la puissance de l'oscillation principale du générateur de 135 dB ! Le code source a été légèrement modifié. Ainsi, au lieu de transistors bipolaires, des transistors à effet de champ sont utilisés et un circuit composé d'une inductance L1 et de varicaps VD1 - VD2 est connecté en série avec un résonateur à quartz ZQ5. La fréquence de l'oscillateur est accordée par rapport à la fréquence du quartz à moins de 5 kHz, ce qui est tout à fait suffisant pour mesurer la réponse en fréquence d'un filtre à bande étroite. Un résonateur à quartz dans le générateur est similaire à un filtre.En mode générateur de fréquence de balayage, la tension de commande des varicaps VD2 - VD5 est fournie par un générateur de tension en dents de scie réalisé sur un transistor à simple jonction VT2 avec un générateur de courant sur VT1 . Pour le réglage manuel de la fréquence du générateur, une résistance multitour R11 est utilisée. La puce DA1 fonctionne comme un amplificateur de tension. La tension de commande sinusoïdale conçue à l'origine a dû être abandonnée en raison de la vitesse inégale du passage du MCF dans différentes sections de la réponse en fréquence du filtre, et afin d'obtenir une résolution maximale, la fréquence du générateur a été réduite à 0,3 Hz. Le commutateur SA1 sélectionne la fréquence du générateur "scie" - 10 ou 0,3 Hz. L'écart de fréquence du GKCH est réglé par une résistance d'accord R10. Le schéma de principe du bloc détecteur est illustré à la fig. 5. Le signal de la sortie du filtre à quartz est appliqué à l'entrée X2 si le circuit L1C1C2 est utilisé comme charge de filtre. Si les mesures sont effectuées sur des filtres chargés de résistance active, ce circuit n'est pas nécessaire. Ensuite, le signal de la résistance de charge est appliqué à l'entrée X1 et le conducteur reliant l'entrée X1 au circuit est retiré sur la carte de circuit imprimé du détecteur.
Un suiveur de source avec une plage dynamique de plus de 90 dB sur un puissant transistor à effet de champ VT1 correspond à la résistance de charge du filtre et à l'impédance d'entrée du mélangeur. Le détecteur est réalisé selon le schéma d'un mélangeur équilibré passif basé sur des transistors à effet de champ VT2, VT3 et a une plage dynamique de plus de 93 dB. Les grilles combinées des transistors à travers les circuits P C17L2C20 et C19L3C21 reçoivent des tensions sinusoïdales en opposition de phase de 3 ... 4 V (rms) de l'oscillateur de référence. L'oscillateur de référence du détecteur, réalisé sur la puce DD1, possède un résonateur à quartz d'une fréquence de 8,862 MHz. Le signal basse fréquence formé à la sortie du mélangeur est amplifié environ 20 fois par un amplificateur sur la puce DA1. Étant donné que les cartes son des ordinateurs personnels ont une entrée à relativement faible impédance, un puissant ampli op K157UD1 est installé dans le détecteur. La réponse en fréquence de l'amplificateur a été ajustée de sorte qu'en dessous de 1 kHz et au-dessus de 20 kHz, il y ait une réduction de gain d'environ -6 dB par octave. L'oscillateur est monté sur une carte de circuit imprimé en fibre de verre double face (Fig. 6). La couche supérieure de la carte sert de fil commun, les trous pour les fils des pièces qui n'ont pas de contact avec elle sont fraisés. La carte est soudée dans un boîtier de 40 mm de hauteur avec deux capots amovibles. La boîte est en fer blanc.
Les inducteurs L1, L2, L3 sont bobinés sur des carcasses standards de diamètre 6,5 mm avec des trimmers en fer carbonyle et placés dans des grilles. L1 contient 40 spires de fil PEV-2 0,21, L3 et L2 - 27 et 2+4 spires de fil PELSHO-0,31, respectivement. La bobine L2 est enroulée au-dessus de L3 plus près de l'extrémité "froide". Tous les selfs sont standard - DM 0,1 68 μH. Résistances fixes MLT, accordées R6, R8 et R10 type SPZ-38. Résistance multi-tours - PPML. Condensateurs permanents - KM, KLS, KT, oxyde - K50-35, K53-1. L'établissement du GKCH commence par le réglage du signal maximal à la sortie du générateur de tension en dents de scie. En contrôlant le signal à la broche 6 de la puce DA1 avec un oscilloscope, les résistances d'ajustement R8 (gain) et R6 (décalage) définissent l'amplitude et la forme du signal indiqué sur le schéma au point A. En sélectionnant la résistance R12, une génération stable est obtenue sans entrer dans le mode de limitation de signal. En sélectionnant la capacité du condensateur C14 et en ajustant le circuit L2L3, le système oscillatoire de sortie est accordé à la résonance, ce qui garantit une bonne capacité de charge du générateur. Le potentiomètre de bobine L1 définit les limites de réglage de l'oscillateur entre 8,8586 et 8,8686 MHz, ce qui couvre légèrement la bande de réponse en fréquence du filtre à quartz testé. Pour assurer l'accord maximal du GKCH (au moins 10 kHz) autour du point de connexion L1, VD4, VD5, la couche supérieure de la feuille est retirée. Sans charge, la tension sinusoïdale de sortie du générateur est de 1 V (rms). L'unité de détection est réalisée sur une carte de circuit imprimé en fibre de verre revêtue d'une feuille d'aluminium double face (Fig. 7). La couche supérieure de feuille est utilisée comme fil commun. Les trous pour les conclusions des pièces qui n'ont pas de contact avec un fil commun sont fraisés. La carte est soudée dans une boîte en tôle de 35 mm de haut avec des couvercles amovibles. Sa résolution dépend de la qualité de fabrication de l'attachement.
Les bobines L1-L4 contiennent 32 spires de fil PEV-0,21, enroulées ronde à ronde sur des cadres d'un diamètre de 6 mm. Trimmers en bobines à partir de noyaux d'armure SB-12a. Tous les selfs de type DM-0,1. Inductance L5 - 16 μH, L6, L8 - 68 μH, L7 - 40 μH. Le transformateur T1 est enroulé sur un circuit magnétique en ferrite annulaire 1000NN de taille K10x6x3 mm et contient 7 spires dans l'enroulement primaire, 2x13 spires de fil PEV-0,31 dans le secondaire. Toutes les résistances de réglage - SPZ-38. Lors du pré-accord du bloc, un oscilloscope haute fréquence contrôle le signal sinusoïdal aux grilles des transistors VT2, VT3 et, si nécessaire, ajuste les bobines L2, L3. Bobine d'ajustement L4, la fréquence de l'oscillateur de référence est supprimée en dessous de la bande passante du filtre de 5 kHz. Ceci est fait afin de réduire le nombre d'interférences diverses qui réduisent la résolution de l'appareil dans la zone de travail de l'analyseur de spectre. Le générateur de fréquences balayées est connecté à un filtre à quartz via un circuit oscillant d'adaptation avec un diviseur capacitif (Fig. 8).
Pendant le réglage, cela vous permettra d'obtenir une faible atténuation et ondulation dans la bande passante du filtre. Le deuxième circuit oscillant d'adaptation, comme déjà mentionné, est situé dans la fixation du détecteur. Après avoir assemblé le circuit de mesure et connecté la sortie du décodeur (connecteur X3) à l'entrée microphone ou ligne de la carte son d'un ordinateur personnel, nous lançons le programme d'analyseur de spectre. Il existe plusieurs programmes de ce type. L'auteur a utilisé le programme SpectraLab v.4.32.16, situé à : cityradio.narod.ru/utilJties.html. Le programme est facile à utiliser et possède d'excellentes fonctionnalités. Ainsi, nous lançons le programme "SpektroLab" et, en ajustant les fréquences du GKCH (en mode de contrôle manuel) et de l'oscillateur de référence dans l'accessoire détecteur, nous fixons le pic du spectrogramme GKCh à environ 5 kHz. De plus, en équilibrant le mélangeur de la fixation du détecteur, le pic de la deuxième harmonique est réduit au niveau du bruit. Après cela, le mode GKCh est activé et la réponse en fréquence tant attendue du filtre testé apparaît sur le moniteur. Tout d'abord, la fréquence d'oscillation de 10 Hz est activée et, en ajustant la fréquence centrale à l'aide de R11, puis la bande d'oscillation R10 (Fig. 4), nous définissons une "image" acceptable de la réponse en fréquence du filtre en temps réel. Pendant les mesures, en ajustant les circuits d'adaptation, une ondulation minimale de la bande passante est obtenue. De plus, pour atteindre la résolution maximale de l'appareil, nous activons la fréquence d'oscillation de 0,3 Hz et définissons le nombre maximal possible de points de transformée de Fourier (FFT, auteur 4096..8192) et la valeur minimale du paramètre de moyenne (moyenne, auteur 1) dans le programme. Etant donné que la caractéristique est tracée en plusieurs passages du GKCh, le mode voltmètre de crête de stockage (Hold) est activé. En conséquence, sur le moniteur, nous obtenons la réponse en fréquence du filtre à l'étude. À l'aide du curseur de la souris, nous obtenons les valeurs numériques nécessaires de la réponse en fréquence obtenue aux niveaux requis. Dans ce cas, il ne faut pas oublier de mesurer la fréquence de l'oscillateur de référence dans la fixation du détecteur, afin d'obtenir ensuite les vraies valeurs des fréquences des points de réponse en fréquence. Après avoir évalué "l'image" initiale, les fréquences de la résonance en série ZQ1n ZQ12 sont ajustées, respectivement, aux pentes inférieure et supérieure de la réponse en fréquence du filtre, atteignant un carré maximum de -90 dB. En conclusion, en utilisant l'imprimante, nous obtenons un "document" à part entière pour le filtre fabriqué. A titre d'exemple, sur la fig. La figure 9 montre le spectrogramme de la réponse en fréquence de ce filtre. Le spectrogramme du signal GKCH y est également représenté. L'irrégularité visible de la pente gauche de la réponse en fréquence au niveau de -3 ... -5 dB est éliminée en réorganisant les résonateurs à quartz ZQ2-ZQ11.
En conséquence, nous obtenons les caractéristiques de filtre suivantes: bande passante -6 dB - 2,586 kHz, irrégularité de la réponse en fréquence dans la bande passante - moins de 2 dB, facteur d'équerrage -6 / -60 niveaux dB - 1,41; par niveaux -6/-80 dB - 1,59 et par niveaux -6/-90 dB - 1,67 ; atténuation dans la bande - moins de 3 dB et derrière la bande - plus de 90 dB. L'auteur décide de vérifier les résultats obtenus et mesure point par point la réponse en fréquence du filtre à quartz. Pour les mesures, il fallait un microvoltmètre sélectif avec un bon atténuateur, qui était un microvoltmètre de type HMV-4 (Pologne) avec une sensibilité nominale de 0,5 μV (en même temps, il fixe bien les signaux avec un niveau de 0.05 μV) et un atténuateur de 100 dB. Pour cette option de mesure, le schéma illustré à la Fig. 10 a été assemblé. XNUMX. Les circuits correspondants à l'entrée et à la sortie du filtre sont soigneusement protégés. Les fils de connexion blindés sont de bonne qualité. Les circuits "terre" sont également soigneusement réalisés.
En changeant doucement la fréquence du GKCH avec la résistance R11 et en commutant l'atténuateur de 10 dB, nous prenons les lectures du microvoltmètre, en passant par toute la réponse en fréquence du filtre. En utilisant les données de mesure et la même échelle, nous construisons un graphique de la réponse en fréquence (Fig. 11).
En raison de la sensibilité élevée du microvoltmètre et du faible bruit latéral du GKCH, les signaux au niveau de -120 dB sont bien fixés, ce qui se reflète clairement dans le graphique. Les résultats des mesures étaient les suivants : -6 dB de bande passante - 2,64 kHz ; réponse en fréquence inégale - moins de 2 dB ; -6/-60 dB squareness ratio est de 1,386 ; par niveaux -6/-80 dB - 1,56 ; par niveaux -6/-90 dB - 1,682 ; par niveaux -6/-100 dB - 1,864 ; atténuation dans la bande - moins de 3 dB, derrière la bande - plus de 100 dB. Certaines différences entre les résultats de mesure et la version informatique s'expliquent par la présence d'erreurs de conversion numérique-analogique qui s'accumulent lorsque le signal analysé évolue dans une grande dynamique. Il convient de noter que les graphiques ci-dessus de la réponse en fréquence du filtre à quartz ont été obtenus avec un minimum de travail de réglage et avec une sélection plus minutieuse des composants, les caractéristiques du filtre peuvent être sensiblement améliorées. Le circuit oscillateur proposé peut être utilisé avec succès pour mesurer la sélectivité d'un seul signal, ainsi que pour mesurer la plage dynamique des émetteurs-récepteurs jusqu'à 110...120 dB. Cet appareil peut être utilisé avec succès pour évaluer les indicateurs de qualité du chemin IF des émetteurs-récepteurs, le fonctionnement de l'AGC et des détecteurs. En appliquant le signal de l'oscillateur au détecteur, à la sortie du décodeur vers le PC, nous obtenons le signal de l'oscillateur basse fréquence de la fréquence d'oscillation, avec lequel vous pouvez régler facilement et rapidement n'importe quel filtre et cascade du trajet basse fréquence de l'émetteur-récepteur. Il n'en est pas moins intéressant d'utiliser la fixation de détecteur proposée dans le cadre de l'indicateur panoramique de l'émetteur-récepteur. Pour ce faire, connectez un filtre à quartz avec une bande passante de 8...10 kHz à la sortie du premier mélangeur. De plus, le signal reçu est amplifié et appliqué à l'entrée du détecteur. Dans ce cas, vous pouvez observer les signaux de vos correspondants avec des niveaux de 5 à 9 points avec une bonne résolution. littérature
Auteur : G.Bragin (RZ4HK)
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