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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Lampes ou transistors ? Les lampes!. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Amplificateurs de puissance à tubes Qu'est-ce que le « haut de gamme » ? Il est peu probable que quiconque puisse répondre à cette question sans ambiguïté. Le fait est que ce concept est purement émotionnel. Il est tout simplement impossible de créer un tel parcours électroacoustique qui satisferait absolument tout le monde. L'une des caractéristiques de la nouvelle direction dans le développement de la reproduction sonore de haute qualité est le regain d'intérêt pour l'utilisation de tubes à vide dans les amplificateurs AF. Cela est dû au fait que lors de l'écoute comparative du son des équipements à tubes et à transistors, les experts ont de plus en plus commencé à privilégier le premier d'entre eux. Dans l'article "Critères de qualité sonore psychoacoustique et choix des paramètres UMZCH", l'auteur de ces lignes a tenté pour la première fois d'établir un lien entre les caractéristiques objectives des tubes électroniques et la perception subjective du son fourni par les amplificateurs à tubes AF. Arrêtons-nous là-dessus plus en détail.
Tout d'abord, rappelons aux lecteurs les principales caractéristiques de l'utilisation des lampes dans les amplificateurs AF. Il existe trois schémas pour les allumer : avec une cathode commune (Fig. 1a), avec une anode commune (Fig. 1b) et avec une grille commune (Fig. 1c). Les quadripôles U1 et U2 désignent conditionnellement les circuits d'entrée et de sortie de chacun de ceux représentés sur la Fig. 1 cascade. De plus, les quadripôles doivent être construits de manière à ce qu'un courant continu puisse circuler à travers les circuits d'anode des lampes, et la tension de polarisation constante nécessaire puisse être appliquée à la grille par rapport à la cathode. La cascade amplificatrice la plus utilisée, construite selon le schéma avec une cathode commune. Dans sa forme la plus simple, il est représenté sur la Fig. 2.
On sait que les propriétés d'une lampe, en tant qu'élément d'un circuit électrique, sont déterminées par les dépendances entre courants et tensions dans les circuits de ses électrodes. Pour le calcul des amplificateurs à tubes, il est d'usage d'utiliser les caractéristiques statiques anode-grille : ╡a = f(Uc) pour Ua = const ET ╡a=f(Ua) pour Uc=const. Les familles de ces caractéristiques sont interdépendantes, de sorte qu'en ayant certaines d'entre elles, vous pouvez en construire d'autres. Des exemples de telles caractéristiques de triode et de pentode sont représentés sur les Fig. 3 et 4.
Les principaux paramètres de la lampe sont faciles à régler par des caractéristiques statiques. Le gain est défini comme le rapport de l'incrément de tension sur l'anode à l'incrément de tension sur la grille à courant anodique constant : m = ΔUa /ΔUC à la=const. La résistance interne est définie comme le rapport de l'incrément de tension d'anode à l'incrément de courant d'anode à une tension de grille constante : Ri= ∆Ua/∆la à Uc=const. La pente de la lampe est le rapport de l'incrément de courant d'anode sur l'incrément de tension de grille à tension d'anode constante : S = ΔIa/ΔUc à Ua=const. Parlons maintenant du fonctionnement des lampes dans un véritable étage d'amplification. Trois modes sont distingués conditionnellement : A, B et C. Dans le mode A, la position initiale du point de fonctionnement est choisie pour que, avec une amplitude réelle du signal, il se déplace dans la section linéaire de la grille caractéristique de la lampe. En mode B, le point de fonctionnement est situé au virage inférieur de cette caractéristique, et en mode C, à gauche du virage. Par conséquent, dans les deux derniers modes, la lampe fonctionne comme un élément non linéaire. Le mode de fonctionnement initial de la lampe est fixé par les tensions des sources d'alimentation des circuits de ses électrodes, moins les chutes de tensions constantes sur les éléments de ces circuits. Les chutes de tension et les courants dans les circuits d'électrodes sont faciles à trouver en utilisant les caractéristiques de la lampe. Nous ne nous attarderons pas sur les principales caractéristiques du fonctionnement d'une lampe dans la cascade d'un amplificateur linéaire et ne donnerons pas les principales formules de calcul de l'un ou l'autre circuit pour l'allumer, nous renverrons le lecteur à la littérature [1, 2]. Notons seulement que les propriétés des cascades amplificatrices à tubes sont, en fait, équivalentes aux propriétés de cascades similaires sur transistors. Cependant, il existe également des différences. Premièrement, la pente de la lampe ne dépend pas de la température de l'anode (dans des limites raisonnables), tandis que le coefficient de transfert de courant des transistors h21e change avec les fluctuations de la température de son cristal. De ce fait, dans les amplificateurs à tubes, il est possible d'éviter la modulation du signal infra-basse fréquence et d'assurer une bonne restitution de la partie basse fréquence du spectre des fréquences audio. L'idée fausse qui existe sur les "graves faibles" dans les amplificateurs à tubes est due, à notre avis, à la puissance insuffisante des transformateurs de sortie et des transformateurs d'alimentation. Deuxièmement, les lampes. contrairement aux transistors, ils sont contrôlés par la tension et non par le courant. Cela vous permet de décharger l'étage précédent dans les amplificateurs à tubes et, par conséquent, de réduire la non-linéarité introduite par celui-ci. Bien sûr, il ne faut pas oublier la capacité d'entrée de l'étage suivant, qui peut être assez élevée. Ainsi, en cascade sur une lampe 6N2P, sa valeur au gain maximum est d'environ 73 pF. mais pour charger une telle capacité, il faut beaucoup moins de courant que le courant de commande de l'étage à transistor. Troisièmement, les lampes sont plus individuelles que les transistors en termes de distorsions non linéaires introduites dans le signal. A titre d'exemple, nous présentons les niveaux de distorsion harmonique du signal de sortie pour deux lampes interchangeables 12AX7 et 6N2P dans des étages équivalents (tableau 1).
Des informations similaires pour les étages à transistors ont été indiquées dans l'article de l'auteur publié dans "Radio" n° 12, 1987. Il convient de garder à l'esprit que le changement de mode dans les deux cas entraîne une redistribution des niveaux des composantes harmoniques. Parlons maintenant des facteurs qui affectent la qualité sonore fournie par les étages de sortie des amplificateurs à tubes à vide. Commençons par la source d'alimentation, car, comme le montre la pratique, le fonctionnement de tout appareil d'amplification en dépend en grande partie. Du fait que l'installation d'un stabilisateur de tension dans un amplificateur à tube n'est pas économique, les exigences pour tous les éléments de sa source d'alimentation augmentent. Pour éliminer les pertes dans le fil du réseau, sa charge actuelle ne doit pas dépasser 2,5 A / mm2 de section. Avant l'enroulement primaire du transformateur de réseau, il est nécessaire d'installer un filtre de blocage qui supprime les bruits haute fréquence et impulsionnels pénétrant dans l'amplificateur. Certes, il ne sauve pas des "clics" qui pénètrent dans l'amplificateur lors de l'allumage et de l'extinction des appareils électroménagers à charge réactive (réfrigérateurs, aspirateurs, etc.), mais il protège des interférences créées par des sources d'émissions radio puissantes. Une attention particulière doit être portée au transformateur de puissance. Sa conception doit garantir la suppression des interférences ayant traversé le filtre de blocage. Il existe trois principaux modèles de transformateurs - blindés, à tige et toroïdaux. Les plus utilisés sont les transformateurs blindés sur circuits magnétiques en forme de W. Ils sont bon marché, technologiquement avancés, mais ont de grands champs parasites. De plus, sur de tels transformateurs, il est très difficile d'obtenir l'élimination des micros et des interférences, et donc la suppression des "clics" lors du fonctionnement des appareils électroménagers. Les transformateurs sur circuits magnétiques toroïdaux n'ont pas ces inconvénients, mais ils sont trop chers. Le choix de la section du circuit magnétique du transformateur de réseau et l'emplacement de ses enroulements sur celui-ci sont très importants. Pour améliorer la qualité sonore, il est nécessaire de s'efforcer de réduire l'inductance de fuite et la capacité propre du transformateur. Une attention particulière doit être portée à l'isolation, au blindage et à l'emplacement de l'enroulement du réseau sur le circuit magnétique. car toutes les connexions parasites contribuent à la pénétration des interférences du réseau dans l'amplificateur. Lors du choix de la section du circuit magnétique et du diamètre des fils des enroulements du transformateur, il faut tenir compte du fait que le courant traversant l'enroulement secondaire chargé sur le pont redresseur peut atteindre trois fois le courant redressé. La pratique de développement d'amplificateurs AF montre qu'un véritable transformateur de réseau devrait avoir une marge de deux à trois fois pour la section transversale de l'acier du circuit magnétique et du fil de cuivre des enroulements par rapport aux méthodes de calcul généralement acceptées. Il n'y a pas d'exigences particulières pour les redresseurs d'alimentations pour amplificateurs de puissance à tube qui diffèrent de celles des dispositifs similaires d'amplificateurs à transistors. À moins que des dispositifs redresseurs à plus haute tension ne soient utilisés pour les lampes, car la tension d'anode des lampes dépasse considérablement la tension requise pour alimenter les transistors. Récemment, cependant, il est devenu à la mode d'utiliser des kénotrons dans des redresseurs au lieu de diodes au silicium. En effet, le kénotron s'ouvre plus en douceur, et le courant qu'il redresse contient moins de composantes haute fréquence, cependant, de bons filtres de lissage et une topologie de montage correctement choisie permettent de concevoir un excellent redresseur à base de diodes au silicium. En d'autres termes, avec un redresseur à diode au silicium correctement fabriqué, le redresseur kénotron n'a aucun avantage par rapport à lui. Le troisième élément principal de l'alimentation de l'amplificateur est le filtre de lissage. Dans les alimentations des amplificateurs AF de haute qualité, il est souhaitable d'utiliser des filtres sur des condensateurs en fluoroplastique ou en polypropylène. Cependant, de tels condensateurs ont une faible capacité spécifique et ne lissent pas suffisamment l'ondulation de la tension redressée. À cet égard, il est nécessaire d'installer des condensateurs à oxyde dans les filtres. Les plus appropriés sont K50-27. Au lieu d'un gros condensateur, il est recommandé d'utiliser plusieurs condensateurs plus petits connectés en parallèle et de shunter le condensateur à oxyde avec un petit condensateur en polypropylène. Cependant, des condensateurs en polypropylène K78-12 sont récemment apparus. K78-17 et K78-20 d'une capacité d'environ des dizaines de microfarads, conçus pour une tension de fonctionnement de 500 V. Maintenant - sur les facteurs qui déterminent la dépendance du son à l'amplificateur lui-même. Lors du choix d'un circuit d'amplificateur de puissance asymétrique ou push-pull, les avantages et inconvénients suivants sont généralement pris en compte. Les harmoniques contenues dans les signaux de sortie des amplificateurs asymétriques sont moins perceptibles subjectivement ; de telles cascades fournissent un son plus doux du registre haute fréquence, elles sont plus simples dans les circuits et la conception. Parmi les inconvénients des cascades à cycle unique, on peut noter un faible rendement (15 ... 20%) et. en conséquence, une faible puissance de sortie, des exigences élevées pour le niveau d'ondulation et la stabilité de la tension d'alimentation, des difficultés à reproduire les basses fréquences audio. Le dernier de ces défauts est lié à la présence d'une magnétisation permanente du circuit magnétique du transformateur de sortie d'un amplificateur de puissance à cycle unique. Ceci conduit à une diminution de la perméabilité magnétique du circuit magnétique, et donc à une diminution de l'inductance de l'enroulement primaire du transformateur de sortie et à une augmentation de la fréquence de coupure de sa réponse en fréquence. Les tentatives d'augmentation de l'inductance en augmentant le nombre de spires de l'enroulement primaire sont peu efficaces, car la polarisation augmente et l'augmentation réelle de l'inductance sera insignifiante. De plus, avec une augmentation de la résistance de l'enroulement, la tension perdue sur celui-ci augmentera et le rendement diminuera. Il est possible d'améliorer la situation avec la reproduction de fréquences sonores plus basses en augmentant la section transversale du circuit magnétique, ce que recherchent de nombreux concepteurs d'amplificateurs à tube à cycle unique. Les amplificateurs de puissance push-pull reproduisent mieux les basses fréquences audio, car il n'y a pas de magnétisation permanente des circuits magnétiques dans leurs transformateurs de sortie. De tels amplificateurs ont un rendement et une puissance de sortie plus élevés, ils sont moins exigeants sur les paramètres de l'alimentation, ils ont besoin d'un transformateur de sortie plus simple. Cependant, les amplificateurs push-pull reproduisent des fréquences audio plus élevées avec moins de précision et ont des circuits plus complexes. Pour obtenir un son sans distorsion, les caractéristiques identiques des lampes de l'étage de sortie push-pull sont très importantes. Habituellement, ils sont sélectionnés en fonction de la pente et de la tension de fermeture, mais, comme le montre l'expérience, une sélection uniquement en fonction de ces paramètres ne suffit pas. Ainsi, lorsque les courants des lampes de sortie sont déséquilibrés, une modulation d'amplitude des harmoniques du signal de sortie avec une fréquence de 100 Hz se produit. c'est-à-dire que, par exemple, lorsqu'un signal avec une fréquence de 1000 Hz est amplifié, des composants avec une fréquence de 900 et 1100 Hz seront présents à la sortie de l'amplificateur. Et cela conduit à l'apparition de distorsions supplémentaires et, nous osons vous l'assurer, audibles. Avec le déséquilibre, bien sûr, le coefficient total de distorsion non linéaire augmente également. Des études récentes ont montré que les paires de pompes doivent être sélectionnées en fonction de la copropriété des caractéristiques courant-tension avec une précision ne dépassant pas 5 % sur toute la plage des courants de fonctionnement. Le problème de l'utilisation d'OOS dans un amplificateur de puissance peut être résolu en tenant compte des avantages et des inconvénients bien connus. En supposant que les avantages de l'OOS soient bien connus des lecteurs, nous dirons seulement qu'un amplificateur sans OOS, par exemple, reproduit mieux les hautes fréquences audio et moins bien les basses. Ses caractéristiques dépendent fortement de la stabilité des paramètres des lampes et des autres éléments du circuit, ainsi que des propriétés de la source d'alimentation. Cela nécessite un examen plus attentif de l'installation. Les paramètres de l'étage de sortie de l'amplificateur sont largement déterminés par les lampes qui y fonctionnent. Tout d'abord. compte tenu des caractéristiques des lampes, il est nécessaire de décider laquelle d'entre elles est la plus appropriée à utiliser dans l'amplificateur - triodes ou pentodes (tétrodes). Par exemple, par rapport aux pentodes, les triodes offrent une meilleure linéarité de gain et ont une résistance interne plus faible, mais elles ont un gain plus faible et, en raison d'une mauvaise utilisation de la tension d'anode, elles ne vous permettent pas d'obtenir plus de puissance de sortie. Comme déjà noté, les tubes sont plus individuels en termes de qualité sonore qu'ils fournissent. Nous présentons (tableau 2) le spectre des harmoniques du signal de sortie d'un amplificateur de puissance monocycle sans contre-réaction sur une lampe EL-34 fonctionnant en mode A avec une amplitude de signal de sortie correspondant à une puissance de 1 W. Le niveau de la première harmonique est pris égal à XNUMX dB.
Comme on peut le voir sur le tableau, les cascades d'amplification sur le même type de lampes, même du même fabricant, ont des spectres harmoniques différents du signal de sortie, ce qui signifie que le son qu'elles fournissent ne sera pas le même. Le choix du mode de fonctionnement de l'amplificateur de puissance n'est généralement pas difficile. Il est préférable d'utiliser le mode A, car il offre moins de distorsion et un meilleur son. Il est beaucoup plus difficile de résoudre le problème de la conception du circuit de l'étage de sortie de l'amplificateur, mais cela sera discuté dans le prochain article. Commençons par nous familiariser avec le circuit des amplificateurs de puissance avec un étage de sortie à cycle unique fonctionnant en mode A. Son circuit typique est illustré à la fig. 5. La cascade qui y est représentée est construite sur une triode, mais il est permis d'utiliser une tétrode ou une pentode.
Pour analyser les principales propriétés d'une cascade à cycle unique sur une triode, nous utilisons celle représentée sur la Fig. 6 famille de caractéristiques d'anode de lampe idéalisées. Avec une utilisation complète de la tension d'anode, le point de fonctionnement B doit être au milieu de la ligne de charge AB, le courant de repos est Iao, la tension de repos est Uao. l'amplitude de la tension sinusoïdale sur la grille de commande - Umc, sur l'anode - Ima La puissance donnée par la cascade à la charge, Р = 1/2 (lma Uma), et la puissance consommée par celle-ci à partir de la source d'alimentation, Po = lao Uao. De là, il est facile de trouver l'efficacité de la cascade fonctionnant en mode A, No \u2d P / Po \u0d / XNUMX (lma Uma) / Ino Uno, et la puissance dissipée à l'anode de la lampe, P \uXNUMXd PXNUMX - P_ . Puisqu'en mode repos la puissance délivrée par la lampe à la charge est nulle, le courant de repos de l'étage est choisi de telle sorte que la puissance consommée par celui-ci à partir de la source d'alimentation ne dépasse pas la puissance maximale admissible dissipée à l'anode de la lampe.
Les fonctions de la charge d'anode dans la cascade que nous considérons sont remplies par le transformateur de sortie, et compte tenu de son efficacité, la puissance fournie directement à la tête de haut-parleur, Pn = ntrP_ Si la puissance initiale est Рn, alors en utilisant la même formule , vous pouvez déterminer la puissance que doit dans ce cas donner la triode à la charge : Р_=Рн/mтР. Sur la fig. La figure 7 montre les dépendances de la puissance P_ donnée à la charge, connues de la théorie des dispositifs amplificateurs. Rendement - Nb et coefficient harmonique -Kg de la cascade sur la triode à partir du rapport Rv/Ri. L'analyse de ces dépendances nous permet de tirer les conclusions suivantes : - l'étage amplificateur sur la triode donne le maximum de puissance à la charge avec la résistance de la charge anodique Ra=2Ri ; - L'efficacité de la cascade augmente avec l'augmentation de Rn/Rё approchant la valeur de 0,5 ; - une augmentation de la résistance de la charge anodique de la triode permet de réduire les distorsions non linéaires introduites par la cascade.
Ainsi, afin d'obtenir simultanément un P_ important, un rendement suffisamment élevé et un Kg faible, il est souhaitable d'avoir un rapport Ra/Ri compris entre 2...4. Dans le cas de l'utilisation d'une tétrode ou d'une pentode dans l'étage de sortie, la nature de ces dépendances change quelque peu. On sait que la dépendance du courant d'anode de la triode vis-à-vis de la tension d'anode et de grille est décrite par la relation la = (Uc - Ua/m)3/2. ce qui permet au concepteur, qui possède les caractéristiques anodiques de la lampe, de sélectionner sans ambiguïté le mode de son fonctionnement. Pour la tétrode et la pentode, une telle équation n'existe pas encore. Les auteurs de cet article ont tenté de dériver une formule similaire pour la tétrode à faisceau 6P45S utilisée par notre société. À la suite de l'analyse, le rapport Ià=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2 a été obtenu, ce qui décrit le comportement de cette lampe, cependant, uniquement à une tension sur sa grille d'écran U3 égale à 175 V. Aux autres tensions, au lieu de Uc, l'expression (Ue + 0,5) - (U3-175) doit être substituée dans la formule. Pour les autres tétrodes ou pentodes, les coefficients du rapport ci-dessus auront des significations différentes. En utilisant cette équation, vous pouvez non seulement déterminer le coefficient harmonique pour le mode de fonctionnement de la lampe sélectionné, mais, en utilisant la méthode d'analyse spectrale, déterminer le spectre harmonique du signal amplifié et l'optimiser en fonction des critères de perception sonore subjective. Les méthodes traditionnelles d'analyse du travail des pentodes et des tétrodes (méthode des cinq ordonnées) donnent des résultats similaires. Sur la fig. 8 montre les dépendances des paramètres en P_ et Kg sur la résistance Ra de la pentode 6PZS. On peut voir sur la figure qu'au début, avec une augmentation de Ra, la puissance P_ augmente et Kg diminue, mais dès que Ra devient égal à 3.4 kOhm (pour les autres lampes, cette valeur sera différente), la puissance commence pour diminuer, et Kg augmente. En d'autres termes, la triode est moins critique pour le choix de Ra. que la tétrode et la pentode. Il est difficile de dire comment cela affecte la qualité du son, mais potentiellement l'étage de sortie d'une triode devrait sembler plus confortable que sur une tétrode ou une pentode.
En revanche, les cascades basées sur des pentodes et des tétrodes dans le mode de puissance maximale P_ ont un rendement plus élevé (0.35 ... 0.4). que des cascades sur des triodes (0,15 ... 0.25). Considérons maintenant les caractéristiques des transformateurs de sortie installés dans un UMZCH à cycle unique fonctionnant en mode A. Dans de telles étapes, comme on le sait, il y a une magnétisation constante du circuit magnétique du transformateur, ce qui peut entraîner une baisse de sa perméabilité magnétique et une diminution de l'inductance de l'enroulement primaire, qui s'accompagne d'un rétrécissement de la bande de fréquence reproductible du spectre basse fréquence. Comme il ressort de la formule de détermination de l'inductance d'une bobine à circuit magnétique fermé en acier (L=1,26nSmW2/Lc -10-8, Hn. où m est la perméabilité magnétique du circuit magnétique ; SM est la section de la circuit magnétique, cm2 ; W est le nombre de spires de la bobine ; Lc est la longueur moyenne de la ligne de champ magnétique, cm), il est possible d'augmenter l'inductance de l'enroulement primaire du transformateur en augmentant le nombre de ses spires et la section du circuit magnétique. Cependant, une augmentation du nombre de spires s'accompagne d'une augmentation de la polarisation, et une augmentation de la section du circuit magnétique entraîne une forte augmentation des dimensions et du poids du transformateur. De plus, l'inductance croît très lentement. Nous illustrons le processus de sélection du circuit magnétique et le nombre de tours de l'enroulement primaire du transformateur avec l'exemple suivant. Supposons que nous devions effectuer cette procédure pour un étage amplificateur avec une résistance d'anode de la lampe de sortie Ra = 2 kOhm, un courant d'anode 1a = 0,2 A et une puissance utile P_ = 24 W. On sait que l'inductance requise de l'enroulement primaire du transformateur de sortie est déterminée par la formule L \u0,3d 20 Ra / fn, H, ce qui signifie que si l'on veut que la plage de fréquence de fonctionnement soit limitée à fn \u0,3d 2 Hz, alors il faut prévoir l'inductance L \u10d 3 20 30 25 /50=5 Gn. Lors de l'utilisation du circuit magnétique PL6x0,3xb25, qui ne peut accueillir qu'un très certain nombre de spires, cela est possible avec le rapport de la résistance de l'enroulement primaire à la résistance de l'anode Ro50/Ra = 120. Un noyau magnétique de grande section PL0,25x32x64 a permis de réduire ce rapport à 16, et PL0,2xXNUMXxXNUMX à XNUMX. Il est facile de voir qu'une augmentation de la section efficace du circuit magnétique d'un facteur trois entraîne une diminution du rapport Ro6 / Ra de 0,3 à 0,2, et pour obtenir un registre basse fréquence bien développé, ce rapport doit être égal à 0,1, car sinon, en raison d'une chute de tension à une résistance trop élevée de l'enroulement primaire, le rendement de l'étage de sortie diminuera. Si la gamme de fréquences reproductibles est limitée à une fréquence de 30 Hz, alors l'inductance de l'enroulement primaire diminuera à 20 H, et dans ce cas, lors de l'utilisation de circuits magnétiques PL25x50x65, PL25x50x120 et PL32x64x160, les rapports Ro6 / Ra seront respectivement égal à 0,23, 0,14 et 0,13. qui est également supérieur au 0,1 requis. Afin d'obtenir toujours le rapport souhaité, il peut être recommandé d'augmenter la tension d'anode de la lampe de sortie, puis, avec la même puissance transférée à la charge, il sera possible de réduire le courant d'anode, et donc de réduire la polarisation de le transformateur de sortie. De plus, il est possible d'opter pour l'augmentation de la fréquence inférieure de la gamme de fréquences reproductibles jusqu'à 40 Hz et la réduction de la résistance de charge anodique Rn en utilisant des lampes à faible résistance interne Ri. Passons maintenant à l'examen des caractéristiques de l'étage de sortie push-pull (Fig. 9). Cette cascade impose des exigences strictes sur la symétrie des signaux en opposition de phase arrivant sur ses entrées. Ces exigences doivent être satisfaites par une cascade à inversion de phase.
Du point de vue d'assurer la symétrie des signaux de sortie, le mieux est un inverseur de phase réalisé sur deux triodes connectées selon un circuit équilibré (Fig. 10). Sa symétrie dépend des paramètres du générateur de courant dans le circuit cathodique des lampes à inverseur de phase.
Pour illustrer cette affirmation, nous présentons le spectre des harmoniques et le coefficient de distorsion non linéaire des signaux de sortie des inverseurs de phase fonctionnant avec des générateurs dont les résistances équivalentes sont de 11 et 30 kOhm (voir tableau).
Les mesures ont été effectuées pour les niveaux de signal de sortie de l'onduleur triphasé : maximum (+20 dB), nominal (+10 dB) et minimum (0 dB). Il est facile de voir qu'avec une augmentation de la résistance équivalente du générateur de 11 à 30 kΩ, le coefficient harmonique du signal de sortie, déterminé par la symétrie de l'inverseur de phase, chute presque d'un facteur deux. En tant que générateur de courant, vous pouvez utiliser une lampe, un transistor ou une résistance conventionnelle. Une attention particulière doit être portée au choix des paires de lampes pour un étage de sortie push-pull. Ceci est très important à faire, car le déséquilibre entraîne une augmentation significative de la distorsion globale à la sortie de l'amplificateur, ainsi qu'une modulation d'amplitude des harmoniques avec une fréquence de 100 Hz en raison d'une diminution du degré de suppression de l'ondulation de l'alimentation, ce qui est inhérent à toutes les étapes équilibrées. Des études récentes menées par les auteurs de l'article ont confirmé la nécessité de sélectionner des paires de lampes en fonction de la coïncidence des caractéristiques courant-tension avec une précision non inférieure à 5 ... 2% dans toute la gamme des courants de fonctionnement. Pour calculer un étage de sortie push-pull fonctionnant en mode A, vous pouvez utiliser les formules de calcul des étages asymétriques, en doublant uniquement la puissance P_. Dans le cas de son fonctionnement en mode B, la procédure de calcul change quelque peu [3]. Montré sur la fig. 11, les dépendances de la puissance délivrée à la charge P_ et du rendement sur le rapport Ron/Ri confirment également le fait que, à tension d'anode donnée et fonctionnement en mode B sans courants de grille, la triode délivre la plus grande puissance à une anode résistance de charge égale à sa résistance interne Ri. L'efficacité de l'étage de sortie push-pull sur les triodes en mode B augmente avec l'augmentation de Ron, tendant vers une valeur de 0,785.
Dans le cas de l'utilisation de pentodes ou de tétrodes dans un étage de sortie push-pull, leur charge la plus avantageuse lors du fonctionnement en mode B est celle dans laquelle la caractéristique de charge passe par la courbure de la caractéristique statique de l'anode prise à une tension sur la grille de commande Uc = 0. Dans ce cas, la puissance délivrée par les lampes à la charge et le rendement de la cascade sont proches du maximum. La résistance de la charge d'anode d'un bras de l'étage push-pull en mode B est inférieure à celle du mode A et se situe généralement entre (0.04 ... 0.1) Ri. Sinon, la cascade push-pull sur les pentodes est calculée de la même manière que sur les triodes. Il est à noter que dans les étages de sortie des vrais amplificateurs 3H de haute qualité, le mode B pur n'est jamais utilisé en raison de l'apparition de distorsions de type "step" inhérentes à ce mode. Le mode AB est préféré. à laquelle les lampes fonctionnent avec un certain décalage initial, ce qui élimine l'apparition de ces distorsions. La sélection d'un transformateur de sortie pour un étage en mode B est plus facile que pour un étage en mode A, car il n'y a pas de problèmes liés à l'aimantation permanente du circuit magnétique. Quant à la minimisation de l'inductance de fuite, elle est obtenue en sectionnant les deux enroulements du transformateur. En conclusion, je voudrais attirer l'attention sur un paramètre d'amplificateur tel que l'impédance de sortie. Elle peut être déterminée par la formule : Rout=[(Uxx/Uh)-1] Rh. où Uxx - tension à vide à la sortie de l'amplificateur, V; Uh - tension à la charge de l'amplificateur, V; Rh est la résistance de charge. Ohm. Ce paramètre caractérise le plus complètement la dépendance du courant de sortie à la tension de sortie de l'amplificateur. Sur la fig. La figure 12 montre un schéma d'incorporation d'instruments de mesure, aptes à supprimer cette dépendance. Les mesures doivent être prises à différentes fréquences. Cette relation doit être aussi linéaire que possible. La non-linéarité est corrigée par l'introduction du FOS de profondeur suffisante.
Le préamplificateur est fabriqué selon un schéma à deux canaux, il fonctionne à partir de capteurs magnétiques d'unités de commande électroniques traditionnelles, de lecteurs de CD et d'autres sources de signaux basse fréquence. Il fournit un contrôle du volume finement compensé, un contrôle de la tonalité pour les fréquences sonores inférieures et supérieures, un réglage de la balance stéréo. L'amplificateur dispose de deux sorties et de prises pour les téléphones stéréo. Un magnétophone peut être connecté à l'une des sorties et un UMZCH externe peut être connecté à l'autre. Principales caractéristiques techniques de l'amplificateur. Impédance d'entrée nominale : capteur magnétique - 47, lecteur CD - 10, universel - 100 kOhm ; gamme de fréquences sonores reproductibles - 7...90000 Hz ; plage de contrôle de tonalité pour les fréquences sonores inférieures et supérieures - 6 dB; niveau de bruit (valeur pondérée) - à la sortie de l'amplificateur-correcteur magnétique - 73, amplificateur linéaire - 97 dB; résistance de sortie - pas moins de 1 kOhm; séparation des canaux stéréo à une fréquence de 10 kHz - pas pire que 40 dB, signal de sortie maximum à une charge de 47 kOhm - pas moins de 25 V (rms) Le schéma de connexion des blocs préamplificateurs est illustré à la fig. 13. Il se compose de quatre blocs fonctionnellement complétés : un filtre passe-haut (A1), des éléments de contrôle du volume (A2), un amplificateur à deux canaux (A3) et une alimentation (A4). En dehors des blocs, il y a cinq prises d'entrée (XS1-XS5) et trois prises de sortie (XS6-XS8), trois commutateurs (entrées - SA1, filtres passe-haut - SA2, éléments de volume - SA3), commandes de balance stéréo (R9, R10) , commandes de volume (R11 , R12), fréquences sonores basses (R13, R15) et supérieures (R14, R16), éléments d'affichage (HL1-HL15), parasurtenseur et interrupteur d'alimentation.
Sur le panneau avant du boîtier de l'amplificateur, il y a des commandes de volume, de tonalité et de balance stéréo, un interrupteur secteur, un filtre passe-haut sur l'indicateur, un interrupteur de volume, un interrupteur d'entrée et une prise téléphonique, et à l'arrière il y a des entrées et prises de sortie et une prise de masse. Le signal provenant de l'entrée du capteur magnétique XS2 est envoyé à l'entrée de l'amplificateur correcteur et de sa sortie au commutateur d'entrée SA1. Les signaux de toutes les autres entrées sont également alimentés ici, qui vont ensuite aux filtres passe-haut R1R2C1 (cartes A1 L, A1.2). les filtres sont conçus pour limiter le spectre sonore du côté des fréquences audio inférieures (<18 Hz) et, si vous le souhaitez, peuvent être désactivés par le commutateur SA2.0 lorsque les filtres sont activés, les signaux LED HL1. Via ces commutateurs et les commandes de balance stéréo R9 séparées. Les signaux d'entrée R10 vont aux commandes de volume 11, R12, puis aux entrées des préamplificateurs 3H (cartes A3.1 et A3.2). A l'aide du commutateur SA3, les éléments de sonie R11, R12, C1 peuvent être connectés aux prises des résistances R2, R1. C2 et R3. R4. C3, C4 (planches A2.1 et A2.2). A partir de la sortie du préamplificateur (broche 19, 16 cartes A3.1 et A3.2), le signal amplifié est envoyé à la prise de sortie XS7 et à l'entrée d'un répéteur téléphonique connecté à la prise téléphonique XS8. la prise de sortie XS6 est connectée à la commande de balance stéréo et est utilisée, comme mentionné ci-dessus, lors de l'enregistrement d'un signal sur un magnétophone. Le schéma de principe de l'un des canaux du préamplificateur (carte A3.1) est illustré à la fig. 14. Le deuxième canal lui est complètement identique. Les conclusions de son conseil sont indiquées entre parenthèses à côté des conclusions de la première chaîne (Fig. 14). Sur la carte A3.1, un amplificateur correcteur de capteur magnétique, ainsi que des amplificateurs linéaires et téléphoniques sont montés.
Lors du fonctionnement à partir d'un capteur magnétique, le signal d'entrée de la prise XS2 (Fig. 13) via le circuit de correction haute fréquence passif R2C1 est envoyé à l'entrée d'un amplificateur correcteur à trois étages. Ses deux premiers étages sont réalisés sur une double triode VL1 selon le circuit résistif habituel avec une charge dans le circuit anodique. Le troisième étage est monté sur une lampe VL2.1 selon le circuit suiveur de cathode, ce qui contribue à sa bonne adaptation avec un amplificateur linéaire. Pour stabiliser le mode de fonctionnement de cette cascade, le circuit R8R9R12 est utilisé. La réponse en fréquence standard de l'amplificateur correcteur a été obtenue grâce à deux circuits dépendant de la fréquence : un circuit passif R2C1 et un circuit OOS, dont la tension est prélevée à la sortie de l'amplificateur et transmise à travers les éléments R10R11C4 à la cathode du VL1.1. 10 lampe d'entrée. La tension de la sortie de l'amplificateur correcteur (broche 3.1 de la carte A1) est fournie à l'interrupteur d'entrée SA12 puis, de manière habituelle, à l'entrée (broche 3.1 de la carte AXNUMX) du amplificateur. Le gain du correcteur du capteur magnétique à une fréquence de 1000 Hz - 38 dB; rapport signal/bruit pondéré - 72...74 dB ; écart de réponse en fréquence par rapport à la norme lors de l'utilisation des éléments R2, R5, R10, R11, C1, C4 avec une tolérance de 1% - pas plus de 1 dB. L'amplificateur linéaire, comme l'amplificateur correcteur, est à trois étages. Les cascades sur les lampes triodes VL3.1 et VL3.2 VL3 sont assemblées selon le schéma des amplificateurs résistifs. Le premier d'entre eux, à travers les résistances R15R16, est couvert par un circuit OOS local, ce qui réduit son impédance de sortie. Le troisième étage est un suiveur cathodique. La tension de sa sortie est transmise à la prise de sortie XS7 et à l'amplificateur téléphonique. Les commandes de tonalité R13 (LF) et R14 (HF), ainsi que les éléments R19-R23 et C9-C11, fonctionnent dans un circuit OOS commun. Gain d'amplificateur linéaire - 20 dB ; la valeur pondérée du rapport signal sur bruit est de 97...99 dB. L'amplificateur téléphonique est réalisé selon le schéma d'un suiveur d'émetteur composite sur les transistors VT1-VT4. La tension de sa charge est fournie à la prise téléphonique XS8 (voir Fig. 13). Le schéma de principe de l'alimentation du préamplificateur est illustré à la fig. 15. La tension secteur CA lui est fournie via un filtre spécial de suppression de bruit haute fréquence L1L2C1C2 et un interrupteur d'alimentation SA4. Le transformateur de réseau T1 fonctionne sur trois redresseurs. Le redresseur de tension d'anode est monté sur des diodes VD5-VD8 connectées dans un circuit en pont. La tension redressée est fournie au filtre de lissage d'ondulation R18C11-C14R16, puis au filtre électronique sur le transistor VT1 et les diodes Zener VD1, VD2. Ces derniers protègent le transistor du claquage au moment de la mise sous tension. Le mode de fonctionnement de ce filtre est fixé par la résistance d'accord R12. A la sortie du filtre électronique, les filtres RC passifs R1C1, R2C2, R3C3 et R4C4 sont inclus.
Le redresseur de tension du filament de la lampe est monté sur des diodes VD9-VD12. Directement à partir de sa sortie (après lissage des condensateurs C15, C16) via la résistance R5, l'alimentation est fournie aux lampes incandescentes HL2-HL15. La tension de filament des lampes amplificatrices est préalablement fournie au stabilisateur sur les transistors VT2, VT3. La valeur exacte de la tension stabilisée (+6,3 V) est fixée par la résistance d'accord R6. La tension d'alimentation de l'amplificateur téléphonique (-6,3 V) est redressée par les diodes VD13-VD16, passe par le condensateur de lissage d'ondulation C17, le stabilisateur sur les transistors VT4, VT5 et entre dans les électrodes des transistors VT1-VT4 de l'A3 carte préamplificateur. Les blocs principaux de l'amplificateur sont montés sur un châssis métallique aux dimensions de 475X112x400 mm. Dans tous les blocs, les résistances constantes C2-23 et C2-33 et les résistances d'accord SP4-1 sont utilisées. Sur la carte amplificateur (A3.1) condensateurs K71-7 (C1, C4, C13, C16), K73-17 (C2, C5, C14), K78-2 (C3, C6, C7, C15), K77-7 sont installés (C9-C11, C13), K50-24 (C8, C17, C18), KD-2 (C12); sur la carte d'alimentation (A4) - K73-17 (C1-C4, C6, C7, C10, C18-C20), K50-24 (C5, C8. C9, C15-C17); sur la carte de volume (A2) - PM-2 (C1 ... C3) et K71-7 (C2. C4); sur la carte du filtre passe-haut (A1) - K71-7 (C1); en dehors des blocs - KM-5 (C1-C7) et K73-17 (C8-C9); dans le filtre réseau -K73-17 (C1, C2). Les résistances SPZ-30 ont été utilisées comme commandes de balance stéréo, SPZ-30 comme commandes de volume et SPZ-30 comme commandes de tonalité. Le transformateur de réseau du préamplificateur est réalisé sur le circuit magnétique Ш26Х52. L'enroulement 1-3-5-7 contient 2x404 tours de fil PEV-2 0,315 ; enroulement 2-4 - 1078 tours de fil PEV-2 0,08 ; enroulement 10-12 - 36 tours de fil PEV-2 1,41 ; enroulement 6-8 - 31 tours de fil PEV-2 0,315. L'enroulement de blindage se compose de 20 tours de fil PEV-2 0,1 enroulé sur une rangée. Des selfs DM-3 (LI, L2) sont installées dans le filtre de ligne. Interrupteur d'alimentation SA4 - PKN-41, interrupteur de filtre passe-haut SA2 - PKN61. autres interrupteurs SA1, SA3 - PGK. L'amplificateur de puissance "UM-01" fabriqué par "Valancon" peut fonctionner aussi bien à partir de lui-même (voir "Radio", 1998, n°3, pp. 19-21), qu'à partir d'un préamplificateur externe. Sa sensibilité est de 0,775 V ; puissance de sortie nominale - 2x100 W, maximum à court terme - 2x200 W; plage nominale de fréquences reproductibles - 7...90 000 Hz ; irrégularité de réponse en fréquence dans la plage de 20 ... 20 000 Hz - pas plus de 3 dB; rapport signal sur bruit - pas moins de 97 dB; dimensions - 475x160x400 mm; poids - 34 kg. L'amplificateur est conçu pour connecter des haut-parleurs avec une impédance électrique de 4 et 8 ohms. Le schéma de connexion des blocs UMZCH est illustré à la fig. 17. Le signal stéréo d'entrée de la prise XS1 via les commandes de niveau R1 et R2 va aux cartes des amplificateurs linéaires (A1.1, A1.2), puis à la borne (A2.1, A2.2) 3H. Ces derniers sont chargés sur les transformateurs de sortie T1, T2, aux enroulements secondaires desquels des systèmes acoustiques peuvent être connectés via les prises XS2 - XS3.
Un schéma de principe du canal d'un amplificateur linéaire monté sur la carte A1.1 est illustré à la fig. 18. Le premier étage de l'amplificateur est réalisé sur une triode VL1.1, connectée selon le schéma avec une charge dans le circuit anodique. Le circuit cathodique de cette lampe (broche 3 de la carte A1.1) via le circuit R6C4 reçoit la tension du OOS commun de l'enroulement secondaire du transformateur de sortie T1. Sa profondeur est strictement liée aux paramètres du transformateur de sortie et à la topologie des connexions de terrain. Avec les lampes de sortie 6P45S utilisées dans cet amplificateur, une linéarité suffisante de l'amplificateur est assurée à une profondeur OOS de 5 ... 15 dB. À partir de la résistance de charge R5 de la triode VL1.1, la tension amplifiée est fournie aux grilles des triodes de la lampe VL2, qui fonctionne dans une cascade d'inverseurs de phase. Les circuits cathodiques de cette lampe comprennent un générateur de courant réalisé sur une triode VL1.2. Sa nomination a été décrite en détail dans l'un des articles publiés précédemment dans cette série. Le mode d'étage inverseur de phase est réglé par une résistance accordée R15 en fonction de l'amplitude maximale du signal aux anodes de la lampe VL2. Les éléments R13C9C5 corrigent les caractéristiques de fréquence et de phase de l'amplificateur de puissance. Leurs valeurs nominales dépendent du transformateur de sortie spécifique et sont sélectionnées de manière à obtenir une uniformité suffisante des caractéristiques nommées. Les résistances R4, R17 et les condensateurs C1, C2, C7, C8 assurent un filtrage supplémentaire de la tension d'alimentation des lampes de l'amplificateur linéaire. Depuis les sorties de l'étage inverseur de phase (broches 7, 8 de la carte A1.1), les signaux 3H sont envoyés aux entrées de l'amplificateur de puissance final push-pull (broches 7, 8 de la carte A2.1) sur des pentodes VL5, VL6 (Fig. 19). La tension de polarisation est fournie à leurs grilles de commande à partir d'un redresseur externe avec une tension de -120 V. Les courants de lampe sont réglés par une résistance d'ajustement R1 et un régulateur d'équilibre R2. Les anodes de la lampe (vyv. 23, 24) sont connectées aux enroulements primaires du transformateur de sortie T1. Les schémas de voies des amplificateurs montés sur les cartes A1.2 et A2.2 sont similaires à ceux décrits. Les conclusions de ces commissions sont présentées dans la Fig. 18, 19 entre parenthèses.
Le schéma de principe de l'alimentation (carte A3) de l'amplificateur de puissance est illustré à la fig. 20. La tension secteur est fournie au transformateur de puissance T1 via le filtre de suppression de bruit haute fréquence L1L2C3C4 et le commutateur SB1. Cinq redresseurs sont connectés aux enroulements secondaires du transformateur. A partir du redresseur pour une tension de +420 V (VD2 - VD5), les étages inverseurs de phase sont alimentés, +400 V (VD6-VD9 et VD10-VD13) - les circuits anodiques des lampes des étages de sortie, +175 V (VD14-VD17) - les premiers étages des amplificateurs linéaires et des circuits de blindage des grilles des lampes des étages de sortie, -120 V (VD18 - VD21) - des circuits de polarisation de grille des lampes des étages de sortie et une lampe d'un générateur de courant d'un amplificateur linéaire . Tous les redresseurs sont fabriqués selon des circuits en pont. Pour supprimer les interférences haute fréquence, les diodes sont shuntées avec des condensateurs C14 - C3. En tant qu'éléments qui lissent les ondulations, on utilise des condensateurs à oxyde C2 - C7, C11, C12, shuntés avec des condensateurs d'une capacité de 0,1 μF. Une diode zener VD120 est installée en sortie du redresseur pour une tension de -1 V.
Les filaments de toutes les lampes de l'amplificateur de puissance sont alimentés en courant alternatif à partir d'un enroulement séparé 13 - 14 du transformateur de réseau T1. L'amplificateur de puissance est monté sur cinq cartes (A1.1, A1.2, A2.1, A2.2 et A3). À l'extérieur des cartes, il y a des prises d'entrée et de sortie, des régulateurs de niveau de signal, des transformateurs de sortie et de secteur, des éléments du circuit OOS C1, C2, R3, R4 (voir Fig. 17), un filtre de suppression de bruit haute fréquence, un interrupteur d'alimentation et une prise supplémentaire XS1 (Fig. 20 ). Toutes les résistances fixes sont C20-23 et C2-33. L'amplificateur linéaire utilise des condensateurs K50-24 (C3), K73-17 (C2, C7) ; K71-7 (C9), K78-2 (C10, C11). Tous les autres condensateurs à oxyde d'amplificateur de puissance sont K50-27, les condensateurs, les diodes shunt de redresseur et les filtres de lissage sont K73-17. Régulateurs de niveau de signal R1, R2 (voir Fig. 17) - SPZ-4M, résistances d'accord R15 (voir Fig. 18) et R1, R2 (voir Fig. 19) -SP4-1. Les transformateurs de sortie sont fabriqués sur des circuits magnétiques Ш32Х64. Les enroulements primaires 5 - 1 et 1 - 6 contiennent chacun 444 tours de fil PEV-2 0,45. Les enroulements secondaires sont sectionnés et chaque section contient 26 tours de fil PEV-2 1,32. Le transformateur de réseau utilise un circuit magnétique Sh40X80. L'enroulement primaire 1-2 se compose de 344 tours de fil PEV-2 1,0. Les enroulements secondaires contiennent : 3-4 - 464 tours de fil PEV-2 0,16 ; 5-6 et 7-8 - 450 tours de fil PEV-2 0,45 chacun ; 9-10 - 195 tours de fil PEV-2 0,16 ; 11-12- 156 tours du même fil, 13-14 - 11 tours de fil PEV-2 2,5. littérature
Auteur : V. Kostin, Moscou
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