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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Amplificateurs d'antenne pour antennes à large bande. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Amplificateurs d'antenne L'article traite en détail du dispositif et des principes de fonctionnement des modules d'amplification des antennes de télévision à large bande. L'amplificateur de l'antenne de réception de télévision est conçu principalement pour augmenter la sensibilité limitée par le bruit, et secondairement pour compenser la perte du signal reçu dans le câble coaxial. Les téléviseurs eux-mêmes ont une très grande marge de leur propre amplification, c'est-à-dire ont une sensibilité élevée limitée par le gain. Ils ont une sensibilité un peu moins bonne, limitée par la synchronisation. Et enfin, la plus basse est la sensibilité limitée par le bruit. Par conséquent, le facteur qui détermine la réception à longue portée doit être le niveau du bruit de fond du trajet linéaire, et non le gain. L'influence du bruit est estimée par le rapport signal sur bruit dont la valeur minimale est prise égale à 20. Pour les téléviseurs de troisième à cinquième génération, la sensibilité limitée par le bruit est de 50-100 μV. Cependant, à un rapport signal sur bruit (S/N) de 20, une mauvaise qualité d'image est observée et seuls les grands détails sont intelligibles. Pour obtenir une image de bonne qualité, un signal utile doit être appliqué à l'entrée du téléviseur environ 4 fois plus grand, c'est-à-dire assurez-vous que le rapport s / w est d'environ 80. Les câbles actuellement utilisés avec une impédance d'onde de 75 Ohm, selon la conception et la qualité du diélectrique, ont une atténuation spécifique de 0,07 à 0,18 dB / m dans le mètre et de 0,25 à 0,6 dB / m dans la gamme d'ondes décimétriques. Avec une longueur de câble de 2 à 4 m, l'atténuation totale peut être de 1,2 à 2,4 dB. À cet égard, l'amplificateur devrait avoir un gain d'environ 3 dB pour des conditions de réception typiques. Une marge de 12 ... 14 dB y est ajoutée pour amplifier les signaux faibles, ce qui est nécessaire en raison du faible rendement des antennes de réception large bande de petite taille. Tout amplificateur a son propre bruit, qui s'amplifie avec le signal utile et dégrade le rapport signal sur bruit. Par conséquent, le paramètre le plus important de l'élément amplificateur doit être considéré comme son facteur de bruit Kш. Pour une évaluation unifiée du bruit d'un chemin à plusieurs étages, il existe un indicateur du facteur de bruit réduit Kш, qui est égal au niveau de bruit de sortie divisé par le gain total, c'est-à-dire Àш =Ksans / ÀУ. Étant donné que le niveau de bruit de sortie Ksans dépend au maximum du niveau de bruit du premier transistor, amplifié par tous les étages suivants, le bruit des étages restants peut être négligé. Alors Ksans=Kw1КУ, où Kw1 est le facteur de bruit du premier transistor. On obtient donc Kш=Kw1, c'est à dire. le facteur de bruit réduit de la partie d'amplification est principalement déterminé par le facteur de bruit du premier transistor. Ceci conduit à la conclusion que l'utilisation de la partie active peut donner un résultat positif lorsque le facteur de bruit du premier transistor de l'amplificateur est inférieur au facteur de bruit du premier étage du téléviseur. Le facteur de bruit dépend également de la qualité de l'adaptation à l'entrée de l'amplificateur et du mode de fonctionnement du premier transistor. La gamme de fréquences de l'amplificateur doit fournir une amplification du signal dans la bande de fréquences de la télévision diffusée f = 48-790 MHz. Pour augmenter la plage dynamique, l'amplificateur doit avoir une rétroaction négative. La figure 1 montre un schéma d'un amplificateur à un étage avec une entrée de transformateur et une sortie asymétrique ouverte, qui permet d'alimenter à distance le module d'amplification via un câble de signal. Ce circuit à un étage est très stable et facile à mettre en cascade.
Les points d'excitation de l'antenne sont connectés directement à la section d'équilibrage du transformateur Tr1, qui fournit une adaptation large bande de l'entrée de l'antenne avec l'entrée de l'étage d'amplification. L'élément amplificateur VT1 est connecté selon le schéma avec un émetteur commun. Cela vous permet d'obtenir plus de gain passe-bande et de meilleures propriétés de bruit du circuit par rapport aux autres options de commutation. Les effets de l'influence de la fréquence de coupure du transistor sur la pente sur la variation du gain et de la résistance d'entrée dans la plage de fréquences de fonctionnement sont compensés en utilisant des rétroactions combinées dépendant de la fréquence de type parallèle et série dans le circuit. Une rétroaction parallèle est faite sur les éléments R3, C1, L1. La résistance R3 détermine l'adaptation du module amplificateur dans les joints de connexion dans la partie métrique et inférieure de la gamme décimétrique. Dans la partie supérieure de la plage de fonctionnement, où le gain diminue de 2 à 4 dB, l'inductance L1 affaiblit l'effet de cette rétroaction, égalisant la caractéristique amplitude-fréquence (AFC). Le condensateur C1 assure le découplage du circuit de rétroaction du circuit d'alimentation et forme en même temps une coupure basse fréquence de la caractéristique de transfert du dispositif. Le circuit R4, C3 est un élément de rétroaction de courant série qui détermine les principaux paramètres de la cascade en mode petit signal: la résistance R4 définit le gain nominal de la cascade et le réglage C3 contrôle l'augmentation de la réponse en fréquence dans la partie supérieure de la plage de fonctionnement. Les paramètres spécifiés de la plage dynamique sont fournis par le choix du type de transistor et de son mode de fonctionnement. Dans le circuit présenté, le mode de fonctionnement en cascade CC est défini par R4 avec les éléments du diviseur de base R1 et R2. Le condensateur C2 shunte R1 et fournit une connexion asymétrique de Tr1 au circuit du module. Le module d'amplification, implémenté sur un transistor de moyenne puissance de troisième génération, fournit un gain de 15 dB dans la bande de fréquences de 40 à 800 MHz, le facteur de bruit de l'appareil ne dépasse pas 3,5 dB et la plage dynamique des signaux de télévision est de 75 dB. La réduction du facteur de bruit et la réalisation d'une plus grande linéarité du dispositif sont possibles lorsque des éléments actifs complexes avec commutation en cascode sont utilisés dans le circuit ou lors de la commutation vers des cascades à deux transistors. La Fig. 2. L'amplificateur de la fig. 2a contient deux étages d'amplification large bande sur les transistors VT1 et VT2. Le signal de l'antenne elle-même via un transformateur d'adaptation (non représenté sur le schéma) et le condensateur C1 entre dans la base du transistor VT1, qui est connecté selon le circuit OE.
Le point de fonctionnement du transistor est fixé par la tension de polarisation déterminée par la résistance R1. La rétroaction de tension négative (NFB) agissant dans ce cas linéarise la caractéristique du premier étage, stabilise la position du point de fonctionnement, mais réduit son gain. Il n'y a pas de correction de fréquence dans le premier étage. Le deuxième étage est également réalisé sur un transistor selon le schéma avec OE et OOS pour la tension à travers les résistances R2 et R3, mais il a également un courant OOS à travers la résistance R4 dans le circuit émetteur, ce qui stabilise le mode du transistor VT2. Pour éviter une perte de gain importante, la résistance R4 est shuntée en courant alternatif par le condensateur C3 dont la capacité est choisie relativement faible (10 pF). De ce fait, aux basses fréquences de la gamme, la capacité du condensateur C3 s'avère importante et la contre-réaction alternative qui en résulte réduit le gain, corrigeant ainsi la réponse en fréquence de l'amplificateur. Les inconvénients d'un tel circuit amplificateur incluent des pertes passives dans le circuit de sortie sur la résistance R5, qui est connectée de sorte que la tension d'alimentation constante et la tension de signal chutent à travers elle. L'amplificateur de la figure est construit de la même manière. 2b, qui comporte également deux cascades assemblées selon un circuit avec un OE. Il se distingue de l'amplificateur précédent par une meilleure isolation des circuits d'alimentation grâce aux filtres en forme de L L1 C6, R5 C4 et un gain accru dû à la présence du condensateur C5 dans le circuit OOS (R3 C5 R6) du deuxième étage et de transition condensateur C7 en sortie.
Dans les cascades sur des transistors connectés selon le circuit OE, l'influence des connexions internes et des capacités des jonctions de transistor est la plus grande. Elle se manifeste par la limitation de la bande passante et la tendance de l'amplificateur à l'auto-excitation, dont la probabilité est d'autant plus grande que le gain est élevé. Pour l'évaluer, le concept de seuil de stabilité est connu - la valeur limite du gain, au-dessus de laquelle l'amplificateur se transforme en générateur. Comme mesures pour améliorer la stabilité, il est possible de proposer l'inclusion de transistors dans un circuit cascode avec OE-OB. La connexion cascode des transistors VT1 et VT2 (Fig. 3) permet de réaliser une bonne unidirectionnalité et d'obtenir une large bande passante du module amplificateur. Cela permet de renoncer à l'utilisation de la contre-réaction du signal, stabilisant et corrigeant la caractéristique amplitude-fréquence, ainsi que les impédances d'entrée et de sortie de la liaison. Ici, le coefficient de transmission et les paramètres de connexion du circuit sont réglés en mode. Pour réduire l'influence des inductances parasites des bornes communes, qui réduisent le gain de la cascade aux hautes fréquences, les bornes d'émetteur des transistors d'entrée sont connectées directement au boîtier et le mode de fonctionnement est stabilisé par un courant de base fixe. La coupure haute fréquence est commandée par l'inductance L1 incluse dans le circuit collecteur du transistor terminal.
Le réglage de la plage et la stabilisation de l'impédance de sortie du module sont effectués par des circuits résistifs-capacitifs. Le schéma cascode, lors de la mise en oeuvre du mode de fonctionnement optimal des transistors, permet d'obtenir une distorsion d'intermodulation réduite. En présence d'une antenne MV-UHF, structurellement réalisée sous la forme de deux antennes non connectées électriquement, il est possible d'utiliser un module d'amplification qui amplifie les signaux de chacune d'elles, résume et transmet au récepteur TV via un câble. L'amplificateur est alimenté par le même câble. Un schéma de principe d'un tel module d'amplification est représenté sur la figure 4. Il contient deux voies d'amplification indépendantes. Le signal de l'antenne MT est envoyé aux contacts XT1, XT2, auxquels l'étage d'entrée du canal MT est connecté, montés sur des transistors VT1, VT2 selon le circuit amplificateur différentiel. Cela vous permet d'obtenir une bonne correspondance avec les antennes à haute impédance, ainsi que de supprimer le bruit de mode commun.
Les bobines L1, L2 sont installées à l'entrée de la cascade, ce qui élimine l'accumulation de charges d'électricité statique sur certaines antennes, ainsi que les diodes VD1 - VD4, qui protègent l'amplificateur des décharges de foudre. Un étage d'amplification supplémentaire est monté sur le transistor VT5. Le coefficient de transfert de canal est de 15…20 dB. Les signaux MT passent au câble à travers un filtre passe-bas L6 C19 L7 avec une fréquence de coupure de 250 MHz. À travers le même filtre et l'inductance L5, le canal reçoit la tension d'alimentation du câble de dérivation. De plus, le filtre ne laisse pas passer les signaux LDC. Le canal d'amplification UHF est constitué de deux étages d'amplification identiques connectés en série. Le premier d'entre eux est assemblé sur les transistors VT3, VT4 selon un circuit à couplage galvanique, grâce auquel il y a une sortie automatique au mode de fonctionnement spécifié et son maintien lorsque la température et la tension d'alimentation changent. À l'entrée de la cascade, un filtre passe-haut C1 L3 C2 avec une fréquence de coupure de 450 MHz est installé, ce qui supprime les signaux basse fréquence et le bruit. Un filtre passe-haut similaire C21 L9 C22 à la sortie du deuxième étage laisse passer les signaux UHF et ne laisse pas passer les signaux VHF. Par conséquent, les filtres en sortie des voies les découplent mutuellement. La bobine L4 assure la coordination entre les cascades du canal UHF et la correction de la réponse en fréquence totale. Le gain total du canal est de 32…36 dB. Le canal UHF est alimenté via l'inductance L8 à partir du câble de dérivation. Le module d'amplification est alimenté en 12 V sous un courant d'au moins 70 mA. Il est important de noter que les modules avec une structure en cascade-chaîne offrent généralement une plus grande linéarité de la caractéristique de transfert, qui est associée, tout d'abord, à la possibilité d'un réglage séparé des cascades (optimisation de la caractéristique de transfert, modes d'adaptation et paramètres de plage dynamique), dans lesquels les seuils de surcharge augmentent la course de relais et augmentent proportionnellement le coefficient de transfert. Une analyse comparative des solutions techniques et des caractéristiques fonctionnelles et énergétiques des modules montre qu'il est opportun de choisir des schémas avec des cascades connectées en chaîne avec des rétroactions combinées dépendant de la fréquence comme structures de base lors de la conception de modules d'amplification pour les antennes actives à large bande. De plus, dans la première étape, la profondeur de rétroaction est sélectionnée en fonction de la valeur requise du facteur de bruit et de la stabilité de l'impédance de connexion. Le mode de fonctionnement et le type de transistor de l'étage de sortie sont principalement déterminés par la capacité de charge requise du module. Publication : bibliothèque.espec.ws
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