Oscillateur à cristal stable à faible bruit pour micro-ondes et transverters. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Noeuds d'équipement de radio amateur. Générateurs, hétérodynes

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Dans le cadre de l'utilisation par les radioamateurs de types de modulation à bande étroite CW, SSB, NBFM jusqu'à 411 GHz, il est particulièrement important d'assurer une stabilité élevée de la fréquence de l'oscillateur local dans les transverteurs hyperfréquences. Un problème moins connu est le bruit de phase, et la plupart des conceptions d'oscillateurs radio amateurs ont des niveaux de bruit excessifs qui réduisent la plage dynamique des transverters. Ces problèmes sont décrits et des moyens de les résoudre sont proposés dans 5 sections principales de l'article. Dans la section expliquant le problème du bruit de phase, il est noté que les oscillateurs à transverter à ondes millimétriques fonctionnent généralement à des fréquences autour de 100 MHz et que leur niveau de bruit de phase est un paramètre très critique, car. une étape de doublage supplémentaire augmente le niveau de bruit dans le signal de 6 dB. Ainsi, par exemple, le doublement successif d'une fréquence de quartz de 100 MHz à 10 GHz augmentera le bruit de sortie de près de 40 dB, et jusqu'à 250 GHz - de 68 dB ou plus.

Les circuits courants des oscillateurs à cristal fournissent un niveau de bruit de phase ne dépassant pas -155 dB / Hz par rapport au niveau de la porteuse (en termes de puissance). Multiplier à 245 GHz dégradera ce paramètre dans le signal de sortie à -87 dB/Hz. Lors de l'utilisation de NBFM, par exemple, le niveau de bruit dans la bande 16 kHz sera de (-87 + 42) dB, c'est-à-dire seulement 45 dB sous la porteuse. Dans ce cas, la plage dynamique du récepteur ne sera que de 45 dB et, en mode transmission, le bruit large bande rayonné sera inférieur de 45 dB au niveau du signal principal.

Dans la section "Amélioration de la stabilité", il est montré que les oscillateurs à quartz ont une instabilité de température de ± 10 ppm (10^-5) de 0°С à +70°С. Cela correspond à ±100 kHz à 10 GHz, lors de la multiplication d'un signal de 100 MHz. La compensation de température peut atteindre une instabilité inférieure à 0,3 ppm (3 * 10^-7) ou ±3 kHz à 10 GHz, ou ±7 kHz à 24 GHz, ou ±75 kHz à 250 GHz. Un système PLL avec un oscillateur de référence correspondant à l'étalon de fréquence au rubidium aidera à fournir une instabilité "en pierre" de l'oscillateur local.

De tels générateurs étaient utilisés dans des instruments de radionavigation obsolètes et peuvent être trouvés dans les magasins illiquides américains. Ils ont une instabilité de température de ±10-9 soit 0,001 ppm et ont permis à l'auteur d'atteindre une instabilité à long terme de ±250 Hz après multiplication sur la bande amateur 241...250 GHz. Dans la section "Réduction du bruit de phase", en utilisant l'exemple d'un circuit oscillateur à quartz Butler traditionnel basé sur un transistor bipolaire, il est montré (Fig. 1) que le niveau de bruit dans le signal de sortie détermine principalement le bruit de l'entrée du transistor, à laquelle le signal du résonateur à quartz est appliqué et diminue sensiblement après augmentation de la résistance de cette entrée.

Ris.1

Pour le circuit de la Fig. 45, le niveau de bruit est de -155 dB / Hz, et après avoir remplacé le bipolaire 2N5179 par un transistor à effet de champ à grille commune J310, l'auteur a reçu un niveau de bruit de phase de -172 dB / Hz. La section "Circuit VCO" présente un circuit d'un oscillateur commandé en tension (Fig. 2) - le nœud principal d'un oscillateur à cristal PLL (oscillateur à cristal à verrouillage de phase à faible bruit - LNPLXO) à faible bruit développé par l'auteur.

Ris.2

L'étage amplificateur à grille commune sur Q1 fournit une impédance d'entrée élevée au signal du résonateur à quartz Y1, et l'émetteur suiveur Q2 fournit une faible impédance de sortie VCO et, par conséquent, une faible résistance du circuit d'excitation du résonateur. Y1 est excité à la cinquième harmonique de la résonance série, a une coupure AT et C0 = 30 pF, R0 < 60 Ohm. Le circuit L1C1C2 sélectionne l'harmonique nécessaire. R14 le shunte pour améliorer la linéarité et définit le gain requis du circuit générateur POS. Le circuit D2C9R2R3 limite l'amplitude du signal de sortie non déformé. Le point de connexion R2R3 est réglé sur 1,6 V. Lorsque le signal RF de crête au drain de Q1 atteint -2 V, D2 s'ouvrira et limitera l'augmentation supplémentaire de l'amplitude du signal de sortie sans modifier le point de fonctionnement de Q1, ce qui a un effet positif sur la linéarité et les caractéristiques de bruit du générateur. En utilisant R2, vous pouvez choisir le niveau du signal de sortie afin que pas plus de 1 mW soit dissipé sur Y1. Afin de garantir que l'effet de charge sur le VCO est minimal, le signal de sortie est prélevé sur le collecteur Q2 à l'aide d'un transformateur T1 9:1. Le système PLL pour LNPLXO (Fig. 3) est réalisé selon le schéma standard.

Ris.3

Sa base est U1 (MC145158), comprenant un diviseur de fréquence R d'un signal d'un oscillateur de référence au rubidium très stable (entrée 1/U1) ; DPKD pour la fréquence VCO pré-divisée par la puce U2 en 20/21 (MS12019) ou 32/33 (MS12015) (entrée 8/U1); détecteur de phase - sortie 5/U1. Le signal du détecteur de phase est envoyé au LPF R19C13, dont les paramètres ne correspondent pas tout à fait aux recommandations de Motorola et ont été sélectionnés expérimentalement en tenant compte du facteur de qualité élevé du quartz dans le VCO (Fig. 46). Le système PLL est contrôlé par le microcontrôleur PIC16F83 (U4) dont le programme de contrôle (fichier STEP1199.ZIP) se trouve sur arrl.org/files/qex/. Pour le transverter 24,192 GHz, l'auteur utilise un mélangeur à diodes anti-parallèles, tandis que l'hétérodyne devrait fonctionner à la moitié de la fréquence, égale à 11,448 GHz avec une FI de 1296 MHz. Pour obtenir 46 GHz à partir du signal LNPLXO (Fig. 47, 95,4) avec une fréquence de 11,448 MHz, il faut un multiplicateur par 120. Ceci est résolu par des multiplications successives par 2, 3,4 et 5.

Auteur : John Stephensen (KD6OZH) ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru

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