UMZCH super-linéaire avec une protection environnementale approfondie. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique

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Est-il possible de créer un amplificateur à l'aide de composants nationaux qui rivaliseraient avec succès avec n'importe quel amplificateur de marque ? L'auteur de l'article publié a répondu à cette question par l'affirmative. De plus, à l'UMZCH, il a utilisé des transistors bipolaires et des amplificateurs opérationnels.

Utilisant des composants domestiques, cet amplificateur ultra-linéaire avec retour profond et large bande fournit une puissance à long terme allant jusqu'à 150 W dans une charge de 4 ohms. En utilisant des composants importés, vous pouvez augmenter la puissance d'une charge de 8 Ohm jusqu'à 250 W. Il est capable de gérer des charges complexes et dispose d'une protection contre les surcharges d'entrée et de sortie. Les distorsions d'intermodulation de l'UMZCH sont si faibles que l'auteur a été obligé de les mesurer aux fréquences radio. La conception et le circuit imprimé développés par l'auteur fournissent un modèle pour apprendre à « câbler » l'installation d'appareils à large bande.

Il y a quelque temps, l'opinion dominante parmi les audiophiles et les radioamateurs était qu'un UMZCH de très haute qualité devait être réalisé à l'aide de tubes. De nombreuses opinions ont été exprimées pour justifier cette décision. Cependant, si nous écartons les plus farfelus, il n’en restera que deux. Premièrement, la distorsion introduite par un amplificateur à tube est agréable à l’oreille. Deuxièmement, les non-linéarités des amplificateurs à tubes sont « plus douces » et produisent beaucoup moins de produits d’intermodulation.

Il faut dire que les deux sont confirmés par la pratique. De plus, il existe depuis longtemps un dispositif spécial de traitement du son - un excitateur, dont l'action repose précisément sur l'introduction de distorsions d'ordre pair dans la partie haute fréquence du spectre. Dans certains cas, l'utilisation d'un excitateur permet d'améliorer le développement des instruments et des voix des deuxième et troisième plans, et d'ajouter une profondeur supplémentaire à la scène sonore. Un effet similaire dans un amplificateur peut être agréable, parfois même utile. Néanmoins, introduire des distorsions « qui sonnent bien » est encore plus l'apanage de l'ingénieur du son que l'UMZCH lui-même. Quant à la fidélité de la reproduction sonore, il faut de ce point de vue s'efforcer d'éliminer les distorsions introduites par les amplificateurs et les haut-parleurs. Le sujet de la réduction de la distorsion introduite par les haut-parleurs a déjà été abordé dans l'article [1]. Nous parlerons ici des UMZCH « classiques » à faible résistance de sortie, car ils sont tout de même plus polyvalents que les UMZCH à sortie « courant ».

À première vue, il peut sembler qu'avec l'état actuel de la technique, concevoir un amplificateur « transparent » n'est pas du tout difficile, et le débat autour de ce problème n'est que le fruit d'un battage publicitaire. C'est en partie vrai : si vous organisez la production en série d'un UMZCH impeccable, alors après un certain temps, l'industrie produisant ces amplificateurs, à mon avis, se retrouvera tout simplement sans ventes.

L'auteur de ces lignes devait développer des amplificateurs de précision à tubes et transistors pour les équipements de mesure, réparer et configurer divers équipements - principalement de fabrication étrangère. Bien entendu, les paramètres ont été mesurés et les structures évaluées. Et non seulement en utilisant des méthodes standards (pour la technologie audio), mais aussi en utilisant des méthodes plus informatives, notamment en analysant le spectre du signal de sortie avec un signal d'entrée multi-ton (dans ce cas, un signal constitué d'une somme de des sinusoïdes d'amplitude à peu près égale avec des fréquences sont fournies à l'entrée de l'amplificateur proportionnellement à un certain ensemble de nombres relativement premiers, c'est-à-dire des nombres qui n'ont pas de facteurs communs.)

Une technique similaire est largement utilisée pour contrôler les amplificateurs utilisés dans la technologie de communication par câble longue distance, car les exigences de « non-contamination » du spectre du signal qui les traverse sont très strictes (des milliers de ces amplificateurs sont connectés en série dans les communications lignes, et leurs distorsions sont résumées). A titre d'exemple : les amplificateurs du système K-10800 ont un niveau de distorsion d'intermodulation inférieur à -110 dB dans une bande de fréquences d'environ 60 MHz.

Il est clair qu'obtenir de telles caractéristiques n'est pas facile : les qualifications des développeurs de tels amplificateurs doivent être très élevées. Malheureusement, les sociétés audio semblent se contenter de développeurs moins qualifiés, à l'exception peut-être de Rupert Neve, concepteur des consoles d'enregistrement Neve et Amek. Je note que la dernière télécommande Niva (9098i), qui a reçu des éloges enthousiastes de la part des professionnels de l'enregistrement, est entièrement semi-conductrice et que ses amplificateurs ont une très grande profondeur OOS. Il est à noter qu'à une époque, Niv développait de nombreuses télécommandes de lampes, dont la plupart étaient considérées comme standard.

Ayant ainsi matière à comparaison et étant une personne méticuleuse, l'auteur est arrivé à la conclusion que dans de nombreux cas, la qualité de fonctionnement réelle de la plupart des UMZCH à semi-conducteurs et à tubes s'avère bien pire que ce qui découle des résultats de mesure utilisant des méthodes standard pour l'audio. équipement. On sait que nombre d’entre eux ont été adoptés sous la pression des circonstances commerciales et sont très éloignés des réalités de la vie.

Un bon exemple est la liste des exigences pour une méthode de mesure du bruit présentée par R. Dolby dans son article décrivant sa proposition de technique CCIR/ARM2K. Le deuxième élément de cette liste est « ...l'acceptabilité commerciale : aucun fabricant n'acceptera d'utiliser une nouvelle technique si les chiffres obtenus lors des mesures sont pires que ceux obtenus avec les techniques existantes... ». Le remplacement du mesureur de crête par un mesureur de valeur moyenne rectifiée, proposé par R. Dolby, a amélioré les paramètres d'environ 6 dB, et la réduction de moitié du coefficient de transmission du filtre de pondération a conduit à un « gain » total de 12 dB. Il n’est pas surprenant que cette technique ait été chaleureusement accueillie par de nombreux fabricants.

Une « feinte » similaire est souvent faite lors de la mesure de distorsions non linéaires : l'entrée faite dans la fiche technique de l'amplificateur - « 0,005 % THD dans la gamme de fréquences 20 Hz - 20 kHz » signifie le plus souvent uniquement que les harmoniques du signal avec une fréquence de 1 kHz tombant dans la bande de fréquence mentionnée ne doit pas dépasser la valeur spécifiée, mais cela ne dit rien sur la distorsion à une fréquence de, disons, 15 kHz. Certains fabricants estiment qu'il est totalement inutile de connecter la charge à l'amplificateur lors de la mesure de la distorsion, et dans le passeport ils indiquent en petits caractères : « ... à une tension de sortie correspondant à la puissance de XX Watt à une charge de 4 Ohm. ….”.

Il n'est pas non plus rare qu'un amplificateur qui a, selon la spécification, « moins de 0,01 % de THD » à une fréquence de 1 kHz, fonctionnant sous une charge réelle (avec câbles et système de haut-parleurs), présente une distorsion d'intermodulation selon la norme SMPTE très douce (deux signaux sinusoïdaux avec des fréquences de 60 Hz et 7 kHz, le rapport de leurs amplitudes est de 4:1, et le résultat de la mesure est l'ampleur relative de la modulation de l'amplitude du signal haute fréquence - basse fréquence) à un niveau de 0,4...1%, et parfois plus. En d'autres termes, la distorsion d'intermodulation, même à des fréquences modérément élevées, lors d'un fonctionnement avec une charge réelle, s'avère bien supérieure au fameux facteur de distorsion harmonique. Un phénomène similaire est typique pour de nombreux tubes UMZCH couverts par un retour de tension.

Lors de l'analyse du spectre d'un signal multi-ton amplifié par un tel amplificateur, de nombreuses composantes combinatoires sont révélées. Leur nombre et leur puissance totale augmentent avec l'augmentation du nombre de composantes du signal d'entrée presque selon une loi factorielle, c'est-à-dire très rapidement. Lors de la lecture de musique à l'oreille, celui-ci est perçu comme un son « sale », « opaque », généralement appelé « transistor ». De plus, la dépendance du niveau de distorsion sur le niveau du signal n'est pas toujours monotone. Il arrive que lorsque le niveau du signal utile diminue, la puissance des produits de distorsion ne diminue pas.

Il est clair que dans de tels appareils, l'ensemble des caractéristiques de l'amplificateur (distorsion harmonique, bande de fréquence) n'indique rien d'autre que l'ingéniosité du fabricant. En conséquence, le consommateur moyen se retrouve souvent dans la situation d'un acheteur « cochon dans le sac », puisqu'il est en quelque sorte impossible d'écouter normalement (avec comparaison par contraste) avant d'acheter. Bien sûr, tout n'est pas si sombre : en ce qui concerne la couleur, les dimensions et le poids du boîtier, presque toutes les entreprises qui valorisent leur marque se comportent de manière impeccable.

Cela ne veut en aucun cas dire qu'il n'existe pas d'UMZCH dignes d'attention sur le marché : ils sont peu nombreux, mais ils existent. De tous les amplificateurs industriels avec lesquels l'auteur a eu l'occasion de travailler, le vieux Yamaha M-2 semblait le plus « précis » (on ne fabrique plus rien de tel au Japon maintenant). Son prix est cependant considérable et il n'est pas conçu pour une charge de 4 Ohm ; de plus, les transistors de sortie qu'il contient fonctionnent en violation des exigences du cahier des charges. Parmi les amateurs, l'amplificateur de A. Vitushkin et V. Telesnin a laissé une très bonne impression [2]. Il fonctionne nettement mieux (« plus transparent ») que l'UMZCH VV [3]. Un autre bon amplificateur est M. Alexander de PMI [4].

Cependant, tous ces amplificateurs ne réalisent pas pleinement les capacités de la base d'éléments en termes de niveau réel de distorsion, de performances et de reproductibilité. Pour ces raisons, ainsi que pour des raisons de prestige technique, l'auteur de cet article a choisi de développer sa propre version de l'UMZCH, qui refléterait les capacités réelles de la base d'éléments (y compris celles disponibles en Russie et dans la CEI) et être facile à reproduire. Dans le même temps, une version « commerciale » a été développée à partir de composants importés – avec des capacités et une puissance de sortie encore plus grandes.

L'objectif principal du développement n'était pas tant d'obtenir des caractéristiques de « passeport » élevées, mais d'assurer la meilleure qualité possible dans des conditions d'exploitation réelles. Des valeurs de paramètres exceptionnelles ont été obtenues automatiquement grâce à l'optimisation du circuit et de la conception.

La principale caractéristique de l'UMZCH proposé est le haut débit, obtenu grâce à un certain nombre de mesures de conception et de circuits. Cela a permis d'obtenir une fréquence de gain unitaire dans la boucle OOS d'environ 6...7 MHz, ce qui est un ordre de grandeur supérieur à celui de la plupart des autres conceptions UMZCH. En conséquence, la profondeur OOS réalisable dans toute la bande de fréquence audio est supérieure à 85 dB (à une fréquence de 25 kHz), à une fréquence de 100 kHz, la profondeur OOS est de 58 dB et à une fréquence de 500 kHz - 30 dB. . La bande passante à pleine puissance dépasse 600 kHz (avec une distorsion d'environ 1 %). Vous trouverez ci-dessous les principales caractéristiques de l'UMZCH (lors de la mesure de la distorsion et de la vitesse de balayage, le filtre d'entrée et le dispositif de limitation douce sont désactivés).

L'amplificateur (Fig. 1) se compose des composants suivants : un filtre passe-bas d'entrée de second ordre avec une fréquence de coupure de 48 kHz, un limiteur de niveau de signal « doux », l'amplificateur de puissance lui-même, un circuit de sortie LRC, ainsi que comme étapes d'équilibrage automatique du courant continu et de compensation de la résistance des fils (schéma de connexion de charge à quatre fils). De plus, un amplificateur de signal auxiliaire est prévu au point de sommation de l'UMZCH. L'apparition d'une tension notable à l'entrée inverseuse d'un amplificateur couvert par une boucle de rétroaction parallèle indique une violation du suivi dans la boucle de rétroaction et, par conséquent, une distorsion, quelles que soient les raisons pour lesquelles elles sont causées. Cet amplificateur supplémentaire amplifie le signal de distorsion jusqu'au niveau nécessaire au fonctionnement de l'indicateur de distorsion.

Le chemin du signal de l'amplificateur utilise l'ampli opérationnel KR140UD1101, rarement utilisé dans les équipements audio, mais qui, malgré sa longue histoire de développement (Bob Dobkin a développé son prototype LM118/218/318 au début des années 70), a un combinaison unique de caractéristiques. Ainsi, la capacité de surcharge pour un signal d'entrée différentielle du K(R)140UD11(01) est 40 fois meilleure que celle des amplis opérationnels « sonores » traditionnels. Dans le même temps, il offre un excellent taux de balayage et un excellent produit gain/bande passante (50 x 106 Hz à 100 kHz). De plus, cet ampli-op récupère très rapidement des surcharges, et son étage de sortie fonctionne avec un courant de repos important et présente une linéarité élevée même avant la couverture du feedback. Son seul inconvénient est que la densité spectrale du bruit EMF de cet ampli opérationnel est environ quatre fois supérieure à la moyenne des appareils à faible bruit. Dans UMZCH, cependant, cela n'a pas beaucoup d'importance, puisque le rapport signal/bruit maximum n'est pas pire que 110 dB, ce qui est tout à fait suffisant pour une puissance donnée. Dans le chemin du signal, des amplificateurs opérationnels sont utilisés dans une connexion inverseuse pour éliminer la distorsion causée par la présence d'une tension de mode commun aux entrées.

L'amplificateur de puissance lui-même est construit selon une structure « classique » améliorée [3, 5] - un ampli opérationnel est inclus à l'entrée pour garantir une grande précision, suivi d'un amplificateur de tension symétrique basé sur un « cascode cassé » et une sortie étage basé sur un émetteur suiveur à trois étages. En raison d'améliorations et de mesures de conception apparemment mineures (Fig. 2), la qualité sonore réelle et la reproductibilité des paramètres de cet amplificateur sont radicalement améliorées par rapport à [3, 5, 6].

L'étage de sortie, conçu pour une charge de 4 Ohm, utilise au moins huit transistors dans le bras. Malgré l'apparente redondance et la lourdeur, une telle solution est absolument nécessaire lorsqu'on travaille avec une charge réellement complexe pour deux raisons. La première, et la plus importante, est que lors du fonctionnement d'une charge complexe, la puissance instantanée libérée au niveau des transistors de sortie augmente fortement.

En figue. La figure 3 montre des graphiques de la puissance instantanée dissipée dans les transistors de sortie en fonction de la valeur instantanée de la tension de sortie pour différentes charges (courbes 1-3) à une tension d'alimentation de +40 V. La courbe 1 correspond au fonctionnement du PA sur un charge purement active avec une résistance de 0,8 du nominal (soit 3,2 Ohm), courbe 2 - pour une charge complexe avec un module d'impédance de 0,8 du nominal et un angle de phase de 45 degrés. (exigence OST.4.GO.203.001-75) et courbe 3 - à un angle de phase de 60 degrés. Les graphiques montrent que lors du fonctionnement sur une charge complexe, la puissance maximale dissipée par les transistors de sortie est 2,5 à 3 fois supérieure à celle d'une charge résistive d'ampleur similaire.

Ceci est en soi un problème, mais le plus gros problème est causé par le fait que la puissance maximale dissipée par les transistors lors du fonctionnement d'une charge complexe se produit aux moments où la tension de sortie est proche de zéro, c'est-à-dire lorsqu'une tension d'alimentation élevée est appliquée. aux transistors. Le module d'impédance de certains haut-parleurs peut diminuer de 4 à 1,6 Ohms (dans une certaine bande de fréquences) et l'angle de phase peut augmenter jusqu'à 60 degrés. [7]. Cela double la puissance dissipée par rapport à la courbe 3.

Pour les transistors bipolaires, il est très important à quelle tension la puissance est dissipée à leurs bornes : à mesure que la tension augmente, la puissance dissipée admissible diminue considérablement en raison de l'apparition de « points chauds » provoqués par une instabilité thermique locale, conduisant à une dégradation des paramètres et panne secondaire. Par conséquent, pour chaque type de transistor, il existe une zone de mode sans échec (ROA) dans laquelle leur fonctionnement est autorisé. Ainsi, pour les KT818G1/819G1 (ils ont le meilleur OBR parmi les transistors complémentaires domestiques de haute puissance), la dissipation de puissance maximale à une tension de 40 V et une température du boîtier de 60...70 °C n'est pas de 60, mais de 40 W. ; à une tension de 60 V, la puissance dissipée admissible chute jusqu'à 32 W, et à une tension de 80 V - jusqu'à 26 W.

Pour plus de clarté, sur la Fig. La figure 3 montre la courbe 4, montrant les capacités de dissipation de puissance de ces transistors en fonction de la tension de sortie de l'amplificateur. On constate que même lorsqu'on travaille avec une charge purement active, il est nécessaire d'inclure au moins deux dispositifs en parallèle dans le bras. Les transistors à effet de champ de puissance (MOSFET, MOSPT) ont plus d'OBR, mais leur degré de complémentarité est bien pire que celui des transistors bipolaires. Cela conduit au fait que la distorsion de l'étage de sortie MOS-FET à des niveaux de signal faibles (en raison de la propagation de la tension de seuil, ainsi qu'une résistance de sortie plus élevée) et des fréquences élevées (en raison de la forte asymétrie des capacités et de la transconductance) s'avère plusieurs fois supérieur à celui d'une cascade de transistors bipolaires correctement conçue. Néanmoins, un UMZCH avec un étage de sortie réalisé sur un MOSFET s'avère moins cher en production à l'étranger que sur un bipolaire. La raison en est que les prix des transistors bipolaires et à effet de champ puissants à l'étranger sont à peu près les mêmes et que moins de transistors à effet de champ sont nécessaires. L'OBR des meilleurs transistors bipolaires importés est nettement supérieur à celui des transistors nationaux. Cependant, lorsqu'ils fonctionnent à une charge de 4 Ohm, ils doivent également être connectés en parallèle.

Il est impossible de compter sur une libération de puissance à court terme, car le temps de formation des points de courant se mesure en dizaines de microsecondes, ce qui est bien inférieur à un demi-cycle de basse fréquence. Par conséquent, le nombre de transistors de sortie doit être sélectionné en fonction de la garantie du fonctionnement de chacun d'eux dans les limites de l'OBR pour le courant continu. Cela conduit à la nécessité d'augmenter le nombre de transistors de sortie, ce qui est coûteux et demande beaucoup de main d'œuvre. C'est pourquoi la plupart des amplificateurs commerciaux comportent beaucoup moins de transistors que nécessaire. Cependant, les paramètres des transistors fonctionnant en violation de l'OBR se dégradent progressivement, ce qui entraîne une détérioration du son.

La deuxième raison de la nécessité d'un grand nombre de transistors de sortie est due au fait que leurs caractéristiques, principalement la vitesse, commencent à se détériorer avec l'augmentation du courant bien avant d'atteindre les courants maximaux admissibles. Ainsi, pour le transistor japonais largement utilisé 2SA1302, formellement conçu pour 15 A, une forte baisse de la fréquence de coupure commence à 3 A, et pour son complémentaire 2SC3281 - à 2,5 A. Il existe d'autres raisons qui conduisent à l'opportunité de connecter plusieurs transistors puissants en parallèle. Une augmentation de la capacité totale base-émetteur conduit au passage direct du signal de l'étage précédent (avec une certaine marge de puissance) et la bande passante du suiveur de sortie dépasse en fait la fréquence de coupure des transistors de sortie. C'est pourquoi, dans cet amplificateur, il s'est avéré possible d'utiliser des transistors de sortie relativement « lents » sans compromettre les caractéristiques obtenues.

L'amplificateur utilise des composants produits localement. Dans le chemin du signal de chaque canal, des amplificateurs opérationnels K(R)140UD1101 (3 pièces) sont utilisés, dans les circuits auxiliaires - K(R)140UD14(08) et KR140UD23 (1 pièce chacun). Les étages préliminaires utilisent des transistors complémentaires des séries KT3102 et KT3107 (2 pièces chacun), KT632 et KT638 (4 pièces chacun), KT502 et KT503 (2 et 1 pièce), KT9115 et KT969 (3 pièces chacun). Les étages de l'étage de sortie de l'amplificateur contiennent des KT961A et KT639E (4 et 5 pièces), ainsi que des KT818G1 et KT819G1 (huit transistors par bras). L'amplificateur utilise également des diodes des séries KD521 ou KD522, KD243B et KD213B.

En figue. La figure 4 montre un diagramme schématique de l'UMZCH. Le filtre passe-bas d'entrée est réalisé sur un ampli-op (DA1) dans une connexion inverseuse. Le signal de la sortie du filtre passe-bas passe par un "soft clipper" implémenté sur les transistors VT1-VT4 et les diodes VD3-VD14, puis passe à l'étage d'entrée de l'amplificateur de puissance lui-même, réalisé sur l'ampli opérationnel DA3. Viennent ensuite un amplificateur de tension à transistor cascode symétrique sur VT5-VT8, VT13-VT15 et un amplificateur de courant (suiveur de sortie) sur les transistors VT16-VT45. L'ampli opérationnel DA2 remplit la fonction d'amplificateur de signal au point de sommation de l'UMZCH pour le fonctionnement de l'indicateur de distorsion.

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L'amplificateur de tension suivant l'ampli opérationnel DA3 présente une linéarité élevée en raison de la symétrie de la structure et d'un retour local très profond (plus de 40 dB). Les circuits de cet OOS, ainsi que R71C46 et DA3, sont également utilisés pour former la réponse en fréquence requise de l'amplification en boucle de l'UMZCH dans son ensemble.

Il y a une subtilité dans une telle cascade : pour minimiser les pertes de gain, la chute de tension aux bornes des résistances dans les circuits émetteurs des derniers transistors du cascode (sur la figure 4, il s'agit de R59, R63) doit être d'au moins 2,5 V, ou ces résistances doivent être remplacées par des sources de courant. Sinon, la linéarité de l'amplificateur de tension se détériorera. Notons que dans l'UMZCH décrit dans [5] et surtout dans [3], cette condition n'est pas satisfaite. Afin d'augmenter encore la linéarité (en particulier aux hautes fréquences), la tension d'alimentation de l'amplificateur est sélectionnée pour être supérieure de 10 à 12 V à la tension d'alimentation de l'étage de sortie. Les diodes VD17-VD19 sont conçues pour accélérer les processus transitoires lorsque l'amplificateur sort en surcharge, ainsi que pour protéger les jonctions émetteurs des transistors VT5-VT8 de la dégradation.

Les circuits R64C41, R66C42 éliminent l'auto-excitation parasite des VT13 et VT14, et les diodes VD26, VD27 évitent la saturation des transistors de l'étage de sortie (ces diodes doivent supporter une tension inverse d'au moins 100 V à un courant de 10 μA ; la plupart des exemplaires du KD521A ou 1N4148 satisfont à cette condition). Le circuit parallèle inhabituel de transistors dans les deux premiers étages du répéteur assure une égalisation efficace des courants à travers les transistors, éliminant ainsi le besoin de leur sélection. Les condensateurs C45, C47-C49 évitent l'apparition d'une asymétrie dynamique de l'étage de sortie.

La diode Zener VD25 retarde l'allumage des transistors VT13 et VT14 tout en chargeant les condensateurs de stockage de l'alimentation, de sorte qu'au moment où ils sont allumés, la tension d'alimentation de l'ampli-op atteint +5...7 V et ils entrent dans la normale mode. Cette mesure évite les surtensions de sortie lors de la mise sous tension. Dans le même but, la plage de réglage automatique du zéro en sortie de l'UMZCH est limitée à +0,7 V.

Il peut paraître inhabituel de connecter des résistances en série dans les circuits OOS (R23, R24, circuits R27C17 et R28C18, ainsi que R45, R46). Cela a été fait afin de réduire la non-linéarité des circuits OOS (les valeurs de résistance des résistances et la capacité des condensateurs, bien que dans une très faible mesure, dépendent de la tension qui leur est appliquée). Pour la même raison, les résistances R23, R24, ainsi que R122 et R123 ont été sélectionnées avec une grande marge de dissipation de puissance.

Parmi d'autres caractéristiques remarquables, il convient de noter le dispositif de polarisation initial sur les bases du répéteur à trois étages, construit sur le VT15 (il est monté sur le dissipateur thermique des transistors de sortie) et les résistances R60-R62 et R65. Le coefficient de température de la tension de polarisation a été choisi légèrement plus élevé que d'habitude pour tenir compte de la différence de température des cristaux du dissipateur thermique et du transistor de puissance.

Il n'est pas tout à fait courant d'utiliser un condensateur C40. L'absence de ce détail dans la plupart des conceptions entraîne un changement dynamique de la tension de polarisation et une augmentation de la non-linéarité des amplificateurs sur des signaux avec un taux de montée ou de descente supérieur à 0,2...0,5 V/µs. Et cela a un effet très significatif sur l’ampleur de la distorsion d’intermodulation dans la région des hautes fréquences. D'ailleurs, l'utilisation d'un transistor « lent » (comme le KT15 ou le KT502) comme le VT209 évite un autre défaut fréquent mais rarement remarqué : l'auto-excitation du transistor à des fréquences de l'ordre de 50...200 MHz en raison de l'inductance. des fils. La présence d'une telle auto-excitation se manifeste par un niveau accru de bruit et de distorsion d'intermodulation aux fréquences audio.

Le dispositif de « limitation douce » sur les transistors VT1-VT4 et les diodes VD3-VD14 diffère en ce que son seuil dépend de la tension d'alimentation de l'étage de sortie, permettant ainsi une utilisation maximale de la puissance de sortie de l'amplificateur.

Pour assurer un fonctionnement fiable de l'UMZCH, le dispositif de protection prend en compte non seulement le courant circulant dans les transistors puissants, mais également la tension à leurs bornes. L'option de déclenchement a été utilisée car les limiteurs de courant du type habituel ("couvrant" les transistors de sortie en cas d'urgence) ne garantissent pas la sécurité de l'amplificateur et, en outre, aggravent le fonctionnement de l'étage de sortie aux hautes fréquences. L'effet diagnostique est également important : l'activation de la protection indique que quelque chose ne va pas dans le système.

L'indicateur d'activation de la protection "Surcharge" et le bouton de réinitialisation de la protection SB1 sont situés à l'extérieur de la carte amplificateur et y sont connectés via le connecteur XP1 (XS1 - sur la Fig. 5).

Le courant de repos de chacun des transistors VT28-VT35, VT36-VT43 de l'étage de sortie est sélectionné dans la plage de 80...100 mA, car à une valeur inférieure, les propriétés de fréquence des transistors puissants sont détériorées de manière inacceptable.

Comme le montre le schéma, les diodes de redressement et les condensateurs de stockage de l'alimentation sont affectés à l'amplificateur et situés sur le circuit imprimé - voir fig. 2 dans la première partie de l'article. Cela a permis de réduire fortement (des dizaines de fois) l'inductance parasite des circuits d'alimentation, nécessaire pour assurer une faible émission de bruit de l'étage de sortie, ainsi que d'augmenter la vitesse de l'amplificateur.

La capacité totale des condensateurs de stockage de l'alimentation de l'amplificateur est de 56 400 μF par bras et peut sembler trop importante par rapport aux valeurs couramment rencontrées (10...20 000 μF). Cependant, ce n'est pas un luxe : pour garantir une ondulation de tension comprise entre 1,5...2 V et un courant allant jusqu'à 9 A, une capacité d'au moins 45...60 000 μF est nécessaire (intensité énergétique - 75...100 J par canal) . La capacité insuffisante des condensateurs dans les alimentations de la plupart des amplificateurs commerciaux s'explique uniquement par des raisons économiques.

L'influence des circuits de sortie - câbles et autres éléments - sur la transmission du signal de l'amplificateur au haut-parleur est presque totalement éliminée. A cet effet, une connexion de charge à quatre fils a été utilisée, empruntée à la technologie de mesure (la connexion habituelle est assurée en installant des cavaliers entre les contacts S2 et S3 des lignes AC et OS correspondantes). De plus, un circuit RLC est installé à la sortie de l'amplificateur, optimisé à l'aide d'un ordinateur et isolant efficacement l'étage de sortie de l'amplificateur de toute influence parasite aux fréquences supérieures à 100...200 kHz. C'est l'une des mesures qui ont permis de réaliser pratiquement un OOS à large bande aussi large (6...7 MHz).

Contrairement à la croyance populaire, il convient de noter qu’en réalité il n’existe pas de lien direct entre la profondeur du feedback et la tendance de l’amplificateur à développer une distorsion dynamique. De plus, l'élargissement de la bande passante dans la boucle de rétroaction et l'augmentation de sa profondeur au-delà de la plage de fréquences audio permettent en fait de remplir plus facilement les conditions d'absence de distorsion dynamique et de surcharge des étages d'entrée. Leur surcharge avec un signal de différence important entraîne un échec du suivi dans la boucle de rétroaction et une « désactivation » de l'OOS. Pour éviter ce phénomène, il est nécessaire de réduire l’amplitude du signal différence. La meilleure façon est d’augmenter la profondeur du feedback aux hautes fréquences.

Parlons maintenant de l'utilisation de OOS pour améliorer la linéarité. L'analyse de la conception des circuits de nombreux amplificateurs conduit à la conclusion que la plupart des concepteurs ne se rendent apparemment pas compte que la capacité de l'OOS à corriger la distorsion dépend non seulement de sa profondeur, mais également de l'emplacement de l'origine de ces distorsions.

Considérons le modèle le plus simple d'un amplificateur à trois étages avec OOS (Fig. 6), où son schéma fonctionnel est présenté ci-dessus avec des sources de bruit EMF (en) et de distorsion (ed) dans chaque étage. Vous trouverez ci-dessous un circuit équivalent, où toutes les sources de bruit et de distorsion sont converties en entrée (c'est-à-dire au point de sommation de l'amplificateur). Dans le même temps, il devient évident que le niveau absolu des produits de distorsion apportés à l'entrée lors de l'introduction de l'OOS reste inchangé en première approximation, et que le degré d'atténuation de la distorsion et du bruit est directement proportionnel au gain du point de sommation au point de sommation. lieu d’où proviennent ces distorsions et ces bruits. La diminution du niveau relatif de distorsion avec l'introduction de l'OOS est due au fait que le gain global (« externe ») du système est réduit et que la proportion relative de bruit et de distorsion diminue. Si la distorsion introduite par l'étage de sortie, qui a un gain unitaire, est effectivement atténuée autant de fois que la profondeur de la rétroaction à la fréquence du produit de distorsion correspondant, alors la distorsion du premier étage, rapportée à son entrée, n'est pas atténué du tout.

C'est cette circonstance qui nous oblige à augmenter à l'extrême la linéarité initiale de tous les étages de l'amplificateur couverts par l'OOS, notamment ceux d'entrée. Sinon, il se peut qu'après l'introduction de l'OOS, le spectre des distorsions d'intermodulation se développe fortement. Le mécanisme de ce phénomène est simple : le spectre du signal différence arrivant à l'entrée des étages d'amplification lui-même est toujours élargi en raison des produits de distorsion. De plus, si la profondeur de la rétroaction négative diminue avec l'augmentation de la fréquence plus rapidement que les niveaux de produits de distorsion ne diminuent (cela est typique pour la plupart des amplificateurs), alors la part des produits de distorsion haute fréquence dans la tension différentielle à l'entrée avec une rétroaction négative fermée dépasse la part du signal utile. Étant donné que la linéarité des étages amplificateurs diminue généralement avec l'augmentation de la fréquence, une masse de produits d'intermodulation apparaît, dont certains entrent également dans la région des fréquences audio. C'est justement pour éviter que ce phénomène ne se produise qu'une marge de linéarité suffisante des étages d'entrée est nécessaire, notamment en ce qui concerne les non-linéarités asymétriques.

La plage de linéarité (en termes de tension différentielle d'entrée) de l'ampli opérationnel KR140UD1101 utilisé dans l'amplificateur est de +0,8 V, ce qui est supérieur à celui de presque tous les amplis opérationnels dotés d'entrées à transistor à effet de champ. La linéarité de l'étage différentiel d'entrée du KR140UD1101 en raison d'un retour local profond (sous la forme de résistances à résistance relativement élevée dans les circuits émetteurs) est également nettement plus élevée et la capacité d'entrée est plusieurs fois inférieure à celle d'un ampli opérationnel. avec transistors à effet de champ en entrée. Dans le même temps, la tension du signal à l'entrée de l'ampli-op DA3 (lorsque l'amplificateur fonctionne sans surcharge) ne dépasse pas 1 mV.

La plage du signal à la sortie DA3 pendant le fonctionnement normal de l'amplificateur ne dépasse pas 0,5 V de crête à crête. D'après des mesures effectuées dans ces conditions, l'ampli opérationnel KR140UD1101, avant même la couverture du feedback environnemental, présente une non-linéarité inférieure à 50 % à des fréquences allant jusqu'à 0,05 kHz. L'amplificateur de tension qui suit l'ampli-op sur les transistors VT5 - VT14 a également une très haute linéarité - sa distorsion d'intermodulation aux fréquences moyennes avec l'oscillation complète du signal est d'environ 0,02...0,03 %.

En conséquence, la rétroaction globale de cet amplificateur, contrairement à la plupart des autres, est capable de supprimer efficacement les distorsions harmoniques et d'intermodulation introduites par l'étage de sortie et n'introduit aucun effet secondaire notable. Il reste des distorsions associées aux caractéristiques de conception de l'UMZCH, qui sont presque entièrement déterminées par les interférences de l'installation depuis les courants de l'étage de sortie jusqu'aux circuits d'entrée de l'amplificateur. Le danger de ces interférences est que les formes des courants traversant les circuits de puissance des moitiés de l'étage de sortie fonctionnant en mode classe AB sont considérablement déformées par rapport au courant dans la charge. En conséquence, si les interférences de ces courants ne pénètrent pas dans les circuits d'entrée avec une symétrie exacte (ce qui est encore impossible à réaliser en pratique), des distorsions notables se produisent, en particulier aux hautes fréquences, où les connexions parasites sont renforcées.

Pour lutter contre ce phénomène, un certain nombre de mesures ont été prises lors du développement du circuit imprimé de cet amplificateur, dont certaines sont sans précédent dans l'ingénierie audio et sont typiques du développement d'équipements de mesure de précision. Par exemple, afin de minimiser l'inductance parasite des circuits à courant élevé dans les circuits de puissance, au lieu des « canettes » traditionnelles, des condensateurs de plus petite capacité répartis sur toute la carte sont utilisés, et la feuille d'un des côtés agit comme un commun fil (les connexions à celui-ci sont indiquées en traits épais sur le schéma). Les circuits des transistors puissants de l'étage de sortie sont disposés de manière extrêmement compacte, ce qui, avec le fil commun réparti sur toute la carte, a réduit l'émission de bruit de l'étage de sortie de plus d'un ordre de grandeur par rapport à la conception traditionnelle. De plus, afin d'éviter les problèmes d'interférences sur les fils de connexion, tous les circuits amplificateurs sont montés sur une seule carte, y compris même les diodes de redressement de puissance (VD38-VD41).

Toutes ces mesures ont permis de créer un amplificateur qui se distingue non seulement par une très haute qualité, mais également par une haute reproductibilité des caractéristiques. Ces avantages sont conservés dans une large gamme de conditions de fonctionnement (température ambiante, charge, sources de signaux, etc.). L'auteur n'a pas pu trouver de descriptions ou d'échantillons industriels d'amplificateurs de même classe supérieure.

À propos des remplacements de semi-conducteurs. Au lieu des transistors KT818G1, le KT818G convient dans un rapport quantitatif de 2:3 (c'est-à-dire 12 pièces au lieu de 8), ainsi que les KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216 ; au lieu de KT819G1 - transistors KT819G (également dans un rapport quantitatif de 2:3) et KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. En utilisant les transistors importés complémentaires 2SA1302 et 2SC3281, 2SA1294 et 2SC3263, ainsi que KP964 et KP954 à une tension d'alimentation de ±40 V, leur nombre peut être réduit à quatre dans le bras tout en doublant le courant de repos de chaque transistor et en réduisant la valeur de les résistances des circuits émetteurs à 0,5 Ohm.

En utilisant les transistors 2SA1215 et 2SC2921 à la même tension d'alimentation (+40 V), il suffit d'en installer trois par bras, et les transistors 2SA1216 et 2SC2922 sur un grand radiateur ne peuvent en être installés que deux, naturellement, avec une diminution correspondante de la résistance des résistances mentionnées. La surface totale des ailettes du radiateur pour chaque canal doit être d'au moins 1500 2000...2 XNUMX cmXNUMX.

La paire de transistors KT961, KT639 peut être remplacée par BD139 et BD140, KP961A(B) et KP965A(B), 2SD669 et 2SB649, 2SA1837 et 2SC4793. Une paire de KT969, KT9115 remplacera complètement KP959A(B) et KP960A(B) ou BF871 et BF872.

Quant aux transistors KT632B et KT638A, cela ne sert à rien de les remplacer. Néanmoins, en position VT8, il est permis d'utiliser KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143, en position VT7 - 2N3906, en positions VT10, VT45 - 2N5401. Nous remplacerons le transistor KT638A en position VT6 par KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141, en position VT5 - par 2N3904, en positions VT9, VT44 - par 2N5551, KT604, KT605, KT602. Les transistors KT3102A peuvent être remplacés par n'importe lequel de cette série ou par BC546 - BC550 (avec n'importe quel indice), et le complémentaire KT3107A par KT3107 avec n'importe quel autre indice et par BC556 - BC560.

Le KR140UD1101 OU dans UMZCH (DA3) ne peut être remplacé que par K(R)140UD11 ou LM118/218/318 (le modèle domestique fonctionne cependant mieux), dans d'autres endroits - par AD841 (qui est cependant excessivement cher) . L'ampli op KR140UD1408 peut être remplacé par K140UD14, LM108/208/308 ou AD705, OP-97. Il est utile d'utiliser LF356 (KR140UD22), OP-176 dans le filtre passe-bas d'entrée pour réduire le bruit. Pour l'ampli opérationnel KR140UD23, l'analogue est le LF357 ; l'OP-37 (KR140UD26) peut également être utilisé.

Source de courant. Dispositif de protection et d'indication de distorsion

Lorsque les condensateurs d’alimentation ont un contenu énergétique élevé, le choix correct de leur transformateur est important. Cela est dû au fait qu'un redresseur fonctionnant sur une batterie de condensateurs de grande capacité crée dans les enroulements du transformateur un courant qui n'est pas sinusoïdal, ce qui est implicite dans la plupart des méthodes de calcul des transformateurs. La valeur de crête (jusqu'à 50 A) et le taux d'augmentation du courant sont dans ce cas nettement supérieurs à ceux d'une charge résistive. Cela augmente considérablement l'émission d'interférences provenant des circuits d'alimentation. De plus, la chute de tension aux bornes des enroulements s'avère plus importante que lorsque le transformateur fonctionne avec une charge active de puissance égale. Les pertes dans les enroulements sont déterminées par le courant de crête et la puissance de sortie du redresseur est déterminée par la moyenne. Par conséquent, le transformateur pour UMZCH doit être très puissant, avec une faible résistance d'enroulement. Pour réduire les interférences, l'induction du champ magnétique dans ce transformateur doit être réduite par rapport aux valeurs conventionnelles [8]. Il convient également de prendre en compte que la puissance consommée par l'amplificateur lorsqu'il fonctionne avec une charge complexe s'avère nettement supérieure à celle avec une charge active (voir Fig. 3 dans la première partie de l'article - "Radio", 1999, n°10).

La valeur d'ondulation maximale sur les condensateurs à oxyde est normalisée par les fabricants, et pour les condensateurs de grande capacité à température ambiante et à une fréquence de pulsation de 100 Hz, plus de 8 à 10 % de la tension de fonctionnement est rarement autorisée. La durée de vie, même des meilleurs condensateurs, à de telles pulsations et à la température indiquée sur le boîtier (85 ou 105 °C) ne dépasse généralement pas 2000 10 heures, augmentant d'environ deux fois et demie avec une diminution de la température tous les 9 °C. [10]. Néanmoins, pour des raisons économiques, les amplificateurs de concert et domestiques sont conçus avec une capacité de condensateur considérablement réduite (et une ondulation accrue), car on pense qu'un amplificateur de concert ne durera pas plus longtemps que la période de garantie (il sera brûlé ou cassé plus tôt), et En règle générale, la plupart des propriétaires possèdent un amplificateur domestique. Pas plus de 105 % de sa puissance est utilisée. (Un détail important : on pense généralement que les condensateurs à température plus élevée ont de meilleures caractéristiques électriques. En fait, ce n'est pas le cas. Au contraire, la résistance série équivalente (ESR - abréviation anglaise) des condensateurs conçus pour des températures allant jusqu'à 85 °C, toutes choses égales par ailleurs, est presque deux fois plus élevée, et les courants admissibles sont inférieurs à ceux des condensateurs moins résistants à la chaleur. ceux (jusqu'à XNUMX °C).

Dans l'amplificateur décrit, la valeur relative de l'ondulation sur les condensateurs de filtrage à pleine charge est choisie pour être d'environ 5 %, ce qui conduit à une capacité totale dans le bras comprise entre 50 et 60 000 μF.

Supposons que la diminution de la tension de sortie du redresseur à pleine charge ne dépasse pas 5...7 % (la tension en circuit ouvert est de 42...43 V, à un courant de 9...10 A, elle diminue jusqu'à 39...40 V, ce qui correspond à une perte de puissance de 10...15 %). Dans ce cas, il est facile de déterminer que la résistance de sortie du redresseur ne doit pas dépasser 0,2...0,25 Ohm. Avec la valeur d'ondulation sélectionnée, cela nécessite que la résistance totale des enroulements primaire et secondaire réduite à la sortie ne dépasse pas 0,05...0,06 Ohm par bras. De ce point de vue, il est préférable d'utiliser deux transformateurs distincts pour chaque canal, car il sera plus facile de placer les enroulements.

Il est bien connu que pour garantir un fonctionnement fiable des haut-parleurs, la conception de l'UMZCH doit inclure des mesures pour les protéger de la fourniture de signaux à tension constante et à fréquence infrasonore. De plus, en raison de la grande capacité totale des condensateurs d'alimentation et de la faible résistance des enroulements du transformateur, il est inacceptable de connecter une telle alimentation au réseau sans limitation de courant - le courant de charge des condensateurs peut provoquer le déclenchement des fusibles et le les diodes du redresseur tombent en panne. Par conséquent, l'UMZCH proposé est équipé d'un système automatique qui assure une charge « douce » des condensateurs d'alimentation, un redémarrage en cas de perte de tension secteur à court terme, ainsi qu'une extinction de l'enceinte lors du démarrage de l'amplificateur et lorsqu'une tension constante apparaît à la sortie UMZCH.

La particularité des circuits d'alimentation et d'automatisation est que les condensateurs à oxyde ne sont pas utilisés dans les circuits de synchronisation. Selon l'auteur, ils réduisent la fiabilité de tels dispositifs et la stabilité de leurs caractéristiques. La fiabilité de fonctionnement de l'ensemble de l'amplificateur en raison du respect de toutes les restrictions sur les modes de fonctionnement des transistors, selon l'auteur, est considérablement augmentée. Par conséquent, la protection des haut-parleurs contre la tension continue en présence d'un condensateur de séparation C1 à l'entrée de l'UMZCH (voir schéma de la Fig. 4 dans la deuxième partie de l'article - « Radio » ", 1999, n°11) est optionnel dans la version amateur de l'amplificateur. Cependant, cette fonctionnalité a été introduite lors de la préparation de cette publication.

Comme le montre le schéma de circuit (Fig. 7), deux transformateurs sont utilisés pour alimenter l'UMZCH. Le premier - le puissant T1 - possède des enroulements indépendants pour alimenter les étages de sortie d'un amplificateur à deux canaux, le second - le T2 de faible puissance, qui alimente les étages préliminaires avec des amplificateurs opérationnels et l'unité d'automatisation. Cela a amélioré l'immunité au bruit et réduit le coût de l'unité, puisque la sélection de transformateurs standards est plus facile.

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Les exigences pour le transformateur T1 pour un amplificateur stéréo sont les suivantes : courant à vide - pas plus de 40 mA (c'est à une tension secteur de 242 V), la résistance de l'enroulement primaire ne doit pas dépasser 1,2 Ohms, le résistance totale entre les extrémités des deux moitiés de l'enroulement 2x30 V - pas plus de 0,07...0,08 Ohm. La tension en circuit ouvert entre le point médian et chaque extrémité de l'enroulement doit être comprise entre 29 et 31 V (à une tension de réseau de 220 V). Les enroulements supplémentaires pour obtenir des tensions redressées de +52...54 V doivent avoir une tension en circuit ouvert de 8...9 V et une résistance ne dépassant pas 1 Ohm chacun. L'asymétrie totale de tension des enroulements ne doit pas dépasser 0,3 V.

Lors du calcul indépendant du transformateur T1 pour un noyau magnétique existant d'une section d'au moins 10 cm2 (au moins 6 cm2 pour des transformateurs séparés), il est conseillé d'utiliser les recommandations de [8]. Notez que les noyaux magnétiques à tige (MCC) avec des joints soigneusement polis ne sont pas inférieurs aux noyaux annulaires (OL) dans un certain nombre d'indicateurs avec un enroulement de bobine plus avancé technologiquement.

Le courant à vide du transformateur T2 ne doit pas dépasser 10 mA (à une tension réseau de 242 V) et la résistance de son enroulement primaire ne doit pas dépasser 150 Ohms. Deux enroulements secondaires connectés au VD20, VD26 doivent avoir une tension en circuit ouvert entre les bornes extérieures de 34...38 V et une résistance allant jusqu'à 3...4 Ohms, et le troisième enroulement - 25...29 V et une résistance ne dépassant pas 2 Ohms. Les trois enroulements sont prélevés à partir du point médian ; l'asymétrie de tension sur leurs moitiés ne peut pas dépasser 0,2 V.

Il est hautement souhaitable que les transformateurs aient des enroulements de blindage.

Par exemple, un puissant transformateur T1 peut être réalisé sur un noyau magnétique PLM 32x50x90 en acier de haute qualité E330A (avec une valeur d'induction maximale de 1,1 Tesla).

Tous les enroulements puissants sont divisés de manière à ce que leurs sections, placées sur deux bobines identiques, soient connectées en série, tandis que le courant de l'un des enroulements traverse les deux bobines - dans ce cas, les interférences sont minimes.

Dans chaque section, l'enroulement du réseau (bornes extérieures 1-2) contient 285 tours de fil Ø1,4 mm. Les enroulements secondaires 4-5, 5-6 et 9-10, 10-11 sont également divisés en deux, chacune des huit sections contenant 40 tours de fil Ø2...2,1 mm ; les enroulements 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 ne sont pas sectionnés, comportent 24 tours chacun et sont enroulés en deux fils Ø0,5 mm.

Pour les enroulements, utilisez du fil PEV-2 ou similaire. L'enroulement de l'écran est une bobine ouverte de feuille d'aluminium laminée avec du lavsan. Le contact avec celui-ci est obtenu à l'aide d'une bande de treillis étamé placée en dessous. L'enroulement écran est placé entre les enroulements primaire et secondaire. Les bobines sont enroulées sur un manchon avec une densité de compactage maximale.

Voyons comment fonctionne l'automatisation. Le courant d'appel du transformateur T1 lorsque l'amplificateur est allumé par le bouton SB1 est limité par les résistances R11 et R12 (Fig. 7). Ensuite, après environ 20 s, ces résistances sont shuntées par une paire antiparallèle d'optothyristors VS1 et VS2, puis après 8 s, le courant alternatif est connecté. La séquence temporelle est définie à l'aide d'une simple machine à états finis sur les microcircuits DD3 et DD4, et le déclencheur DD5.2 est utilisé pour lier le moment de la mise sous tension des optothyristors au moment de faible tension instantanée dans le réseau. Le déclencheur DD5.1 ​​​​est en fait utilisé comme onduleur.

Après l'allumage de SB1, la sortie de l'élément DD1.4, grâce à l'action du circuit R10C9, maintient un niveau de tension bas pendant environ 2 s ; à travers l'inverseur DD3.2, elle réinitialise les compteurs DD4. Dans cet état, les optothyristors (ainsi que le relais K1) sont désactivés, le transformateur T1 est connecté au réseau via des résistances de ballast et la charge de l'amplificateur est déconnectée. À la fin du mode de réinitialisation, le générateur d'impulsions et le diviseur de fréquence du DD4 sont activés. Dans ce cas, des impulsions d'une fréquence d'environ 1 Hz apparaissent à la sortie de la première section du diviseur (broche 4 du DD2). Par l'élément DD3.1, ils passent à l'entrée de la deuxième section du diviseur de fréquence. Après le passage de 32 impulsions, un niveau haut sur la broche 5 de DD4, passant par DD5.2, ouvre VT1, qui contrôle les optothyristors VS1 et VS2. Après 16 autres impulsions ultérieures, le niveau bas à la sortie de DD3.3 bloque le comptage ultérieur et, après inversion du déclencheur D DD5.1, ouvre VT2, qui active l'enroulement du relais K1.

Le dispositif de contrôle de la tension secteur est composé de résistances R20-R22, d'un condensateur C8, de diodes VD12-VD14 et d'éléments DD1.3, DD1.4. Si des sauts ou des «creux» brusques apparaissent dans la tension secteur, la tension aux points de connexion R22 et C8 devient inférieure au seuil pour DD1.3 (4...5 V), ce qui entraîne la réinitialisation de DD4. à travers les éléments DD1.4 et DD3.2. Les impulsions avec la fréquence du secteur pour synchroniser les bascules D DD5 sont supprimées de la sortie DD3.4. Pendant le processus de démarrage, l'apparition à la sortie de l'UMZCH d'une composante constante d'une valeur supérieure à 0,6...0,7 V déclenche l'un des comparateurs DA4, et via DD3.2, il réinitialise également DD4, ce qui bloque la commutation. processus.

L'utilisation de deux optothyristors au lieu d'un optosimistor est due au fait que, d'une part, les optothyristors sont moins rares, et d'autre part, les triacs se caractérisent par une asymétrie de chute de tension, ce qui provoque la magnétisation du circuit magnétique du transformateur en courant continu. Cela augmente considérablement les interférences.

Le haut-parleur est connecté à l'amplificateur par deux groupes de contacts relais normalement ouverts K1. L'endroit optimal (du point de vue de la minimisation de la distorsion) pour connecter la paire de contacts de relais est dans l'espace entre l'amplificateur lui-même et le filtre RLC de sortie (le condensateur C52 reste connecté à L1, R118 - voir schéma de la Fig. 4). A cet effet, sur le circuit imprimé de l'amplificateur se trouvent des points de soudure pour le câble plat "" allant aux contacts du relais. En pratique, dans le cas d'un raccordement de charge à quatre fils, les contacts du relais peuvent également être connectés à la sortie du filtre RLC, dans l'entrefer entre les points de connexion L2, R120, R121 et le circuit de sortie de l'UMZCH ( + AC) avec le condensateur C79 (il se situe sur les bornes de raccordement de l'AC). Il faut dire qu'un relais n'est pas un élément très fiable, car ses contacts peuvent « griller » (un câble plat à conducteurs « aller » et « retour » alternés est utilisé pour réduire l'inductance parasite).

Une solution plus fiable consiste à créer une protection des haut-parleurs basée sur le shuntage de la sortie de l'amplificateur avec un triac puissant capable de résister au courant traversant les transistors cassés de l'étage de sortie. Cependant, la capacité d'un triac aussi puissant est très grande et, surtout, non linéaire (dépend de la tension). Par conséquent, l’utilisation d’un tel élément augmente la distorsion d’intermodulation à des fréquences audio plus élevées jusqu’à des centièmes de pour cent.

Une caractéristique distinctive du dispositif de détection de tension constante à la sortie de l'amplificateur est l'utilisation d'un filtre passe-bas à deux étages. Grâce à cela, les constantes de temps des filtres sont réduites et les condensateurs à oxyde sont éliminés, et la fiabilité, la sensibilité et la rapidité du dispositif de protection sont augmentées. Son temps de réponse à partir du moment où une tension constante de 2 V apparaît ne dépasse pas 0,25 s et à une tension de 20 V - pas plus de 0,08 s. Lorsque la protection AC est déclenchée, les optothyristors sont également désactivés.

Le dispositif d'indication de distorsion dans chaque canal est une combinaison d'une unité de seuil avec zone morte (on l'appelle aussi comparateur « à fenêtre »), construite sur deux éléments DA3.1, DA3.2, et d'un multivibrateur numérique de veille avec redémarrage (sur la « moitié » DD2 correspondante). Le principe de son fonctionnement repose sur le fait qu'à l'état initial le comptage est bloqué par un niveau haut à la sortie du quatrième déclencheur du compteur. Lorsque le compteur est réinitialisé, provoqué par le fonctionnement de l'un des deux comparateurs combinés en sortie, le niveau bas en sortie du quatrième déclencheur permet simultanément le comptage et allume la LED d'indication de distorsion (respectivement HL1 ou HL2). A l'arrivée de la huitième impulsion d'horloge, le compteur revient à son état d'origine, bloquant la poursuite du comptage. En même temps, la LED correspondante s'éteint. Ainsi, l'indication de surcharge est valable pendant tout le temps où la tension aux entrées des comparateurs dépasse la zone morte et reste pendant encore 7 à 8 périodes d'impulsions d'horloge (3...3,5 s) après le retour des comparateurs à leur l'état original.

Des comparateurs de « fenêtre » similaires sur les éléments DA4 sont également utilisés pour déterminer la présence d'une composante constante à la sortie de l'UMZCH. Les tensions de référence (0,5...0,6 V) pour les comparateurs sont réglées par les stabilisateurs paramétriques R18VD18 et R28VD19. La conversion des niveaux de sortie des comparateurs alimentés par des tensions +12 V vers les niveaux des puces logiques alimentées par une source +12 V est réalisée à l'aide des résistances R3 et R4, R7 et R8, R19 et R29. Le circuit R25С12 assure l'activation et la désactivation forcée du relais K1. Le relais Omron utilisé par l'auteur a une tension de fonctionnement nominale de 12...15 V et un courant de 40 mA. Vous pouvez cependant sélectionner un relais domestique, si nécessaire, en modifiant les calibres des éléments R25, R45, C12. La seule exigence fondamentale est que ses contacts soient conçus pour un courant d'au moins 15 A et une tension d'au moins 50 V.

Les stabilisateurs d'alimentation pour les amplificateurs opérationnels des deux canaux d'amplificateur sont réalisés sur des microcircuits DA5-DA8. L'utilisation de microcircuits stabilisateurs réglables KR142EN12 (LM317) et KR142EN18 (LM337) est due à deux raisons. Premièrement, pour augmenter les caractéristiques de fréquence et la plage dynamique de l'ampli opérationnel, leur tension d'alimentation est choisie proche du maximum autorisé (+18 V) et non standard - +16,5...17 V. Dans cet amplificateur, cela est tout à fait acceptable. , puisque les amplis opérationnels sont chargés à la sortie faible. La tension de sortie requise des stabilisateurs est définie par des résistances externes. Deuxièmement, grâce à l'utilisation des condensateurs C25, C28, C35 et C38, la suppression de l'ondulation et du bruit des stabilisateurs est améliorée d'un ordre de grandeur (par rapport aux microcircuits à tension de sortie fixe) - ils ne dépassent pas 0,2 mV. Pour éviter la formation de boucles de masse, des alimentations isolées distinctes sont utilisées pour chaque canal.

La tension du secteur est entrée à travers un filtre formé des éléments C17-C20 et T3 - ce qu'on appelle le transformateur de mode commun (ou self de mode commun). Ce dernier est un enroulement de trois fils repliés en faisceau sur un grand anneau de ferrite. Le nombre de tours du bobinage n'est pas critique ; pour un noyau magnétique en anneau de section d'environ 1 cm2 en ferrite, par exemple grade 1500NM, environ 20 tours suffisent. Ce filtre améliore considérablement la protection de l'amplificateur contre les interférences provenant du réseau. Toutes les connexions dans les circuits d'entrée du réseau doivent être réalisées avec un fil d'une section d'au moins 2 mm2. Le filtre R35R36C21 empêche les interférences liées au fonctionnement des thyristors VS1, VS2 de pénétrer dans les circuits à petit signal via le transformateur T2. L'interrupteur SB2, désigné dans les équipements étrangers comme « Ground Lift » (déconnexion de la « mise à la terre »), permet, si nécessaire, de déconnecter le boîtier de l'amplificateur de la mise à la terre de protection du réseau, le cas échéant.

À propos, dans le même but d'augmenter l'immunité au bruit de cet amplificateur, il est prévu d'inclure des transformateurs de mode commun dans les circuits de signal d'entrée. Ce détail très utile est souvent oublié ou lésiné lors de la conception des équipements. Par conséquent, certaines petites entreprises (par exemple, Transparent Audio Technology) ont organisé une activité très rentable en vendant des câbles d'interconnexion avec des transformateurs de mode commun intégrés (parfois avec des filtres de bruit) pour améliorer l'immunité au bruit de l'équipement. Cela présente vraiment certains avantages, mais cela ne vaut pas 500 $ (le prix de l'interconnexion qui n'est pas la plus chère de la société mentionnée ci-dessus).

À propos des remplacements possibles d'éléments

Le microcircuit K1401CA1 est un analogue exact du LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). S'ils sont absents, vous pouvez utiliser K554CA3. Un analogue du KR1157EN1202 (dans le boîtier KT-26) est le microcircuit 78L12 (d'autres analogues peuvent avoir des différences dans le brochage des broches), et le KR1168EN12 est le 79L12. Au lieu du KR142EN12, les LM317, KA317 conviennent tout à fait, et au lieu du KR142EN18 - LM337, KA337 (le tout dans des boîtiers TO-220). Lors de l'installation, ils doivent être installés sur des radiateurs d'une superficie de 15...25 cm2. Les transistors KT972 (VT1, VT2) peuvent être remplacés par n'importe quel transistor composite de structure npn (par exemple, KT829), conçu pour un courant d'au moins 150 mA, ou par des transistors qui maintiennent un coefficient de transfert de courant élevé (supérieur à 60) à un courant de 100 mA, par exemple, sur KT815 . Les diodes KD243 sont un analogue des 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148.

Résistances R11, R12 - type C5-16 ou groupe PE. Leur principale exigence est la capacité de résister à des surcharges à court terme lors du chargement des condensateurs d'alimentation. De ce point de vue, les résistances domestiques s'avèrent plus fiables. Condensateurs C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - céramique, pour une tension de 25 V, par exemple KM-6, K10-17, K10-23 ou similaires importés, groupe TKE - H30, bien que H70 soit également acceptable. Condensateur C16 - film (K73-9) ou céramique (K10-17) du groupe TKE pas pire que M1500. Condensateurs C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 ou similaires importés. Condensateurs d'antiparasitage C17-C21 - type K78-2 ou similaires importés, spécialement conçus pour fonctionner dans des circuits de filtrage (leur boîtier est généralement parsemé de badges de certification de sécurité).

Condensateurs à oxyde - K50-35 ou analogues importés. Les résistances R37-R44 doivent être soit précises (séries C2-13, C2-26, C2-29, etc.) soit sélectionnées parmi MLT, OMLT, C2-23 avec des valeurs similaires. Résistances haute puissance - 2 W - MLT, OMLT, S223 ou leurs analogues importés. Les résistances de faible puissance restantes peuvent être en carbone - C1-4, BC, etc. Les ponts redresseurs KTs405 sont remplaçables par KTs402, KTs404 ou un jeu de diodes KD243 (1N4002-1N4007). N'importe quelle série TO1 avec classe de tension 2 ou plus (TO125-6-125, TO10-6, TO125-108-125, TO10-10-125, TO12,5-6, etc.) peut être utilisée comme optothyristors VS12512,5, VS10.P). Vous pouvez également utiliser la série TO132.

Les ponts redresseurs de la série KTs407 peuvent également être remplacés par un jeu de diodes KD243 (1N4002-1N4007).

Si vous envisagez d'utiliser fréquemment l'amplificateur à pleine puissance, il est utile de renforcer les ponts redresseurs de l'amplificateur (VD38-VD41 sur la Fig. 4) en incluant une paire de diodes KD213 en parallèle dans chaque bras du pont, et si possible, remplacez-les par des KD2997 plus puissants. Les diodes de redressement basse fréquence ne doivent pas être utilisées en raison de l'effet prononcé de « récupération brusque » : l'extinction de la diode se produit avec un retard pour la résorption des porteurs de charge accumulés. La fin de ce processus crée de grandes perturbations. Les diodes de dérivation avec des condensateurs n'aident pas beaucoup. Avec les diodes haute fréquence (KD213, KD2997, KD2995, etc.), ce problème ne se pose pas.

Vous pouvez également utiliser des diodes Schottky conçues pour une tension d'au moins 100 V. Quant à l'utilisation de diodes haute fréquence importées, elles doivent être prises pour un courant d'au moins 30 A, car cette valeur, en règle générale, pour les étrangers les diodes haute fréquence représentent soit le courant de crête admissible, soit le courant redressé moyen vers la charge active, et non le courant redressé moyen lors du fonctionnement sur un filtre capacitif, comme pour la plupart des diodes domestiques. Nous pouvons notamment recommander les diodes 40CPQ100 et 50CPQ100 (IR), mais leur prix public est d'environ 6...7$.

Afin d'éviter les problèmes causés par l'utilisation de composants défectueux et de qualité inférieure lors de la répétition d'un amplificateur, nous vous recommandons de prêter attention à leur vérification. Trouver une pièce défectueuse dans un amplificateur à large bande avec une rétroaction profonde et une connexion directe de dizaines de transistors nécessitera presque certainement plus d'efforts que des tests préliminaires des éléments.

Vérification des composants

Malgré le fait que le circuit et la conception de l'amplificateur présenté garantissent l'obtention des caractéristiques déclarées (lors du réglage d'un seul paramètre - le courant de repos avec la résistance R60), cela ne signifie pas que les composants n'ont pas besoin d'être vérifiés avant l'installation.

Cette situation est due au fait que la « dissolution » d'un petit nombre de produits défectueux parmi les produits appropriés est pratiquée non seulement par les entreprises du Sud-Est, mais aussi par de nombreuses entreprises occidentales, notamment lors des livraisons aux chaînes de vente au détail et à la Russie. Les entreprises nationales « jettent » aussi souvent leurs produits défectueux sur les marchés de vente au détail ou de radio avec les bons.

En conséquence, selon les estimations et l'expérience personnelle de l'auteur, la probabilité d'acheter des éléments de qualité inférieure pour un particulier ne sera probablement pas inférieure à 2...4 %. Autrement dit, en moyenne, deux ou trois éléments sur cent s'avèrent défectueux, et ce malgré le fait qu'il y ait plus de deux cents pièces dans chaque canal d'amplificateur.

Si l’on considère que la recherche d’éléments défectueux dans une structure déjà assemblée prend beaucoup de temps et d’efforts, et qu’un élément défectueux peut entraîner la défaillance des autres, la nécessité d’une inspection à réception des composants devient évidente.

Le problème de fiabilité est compliqué par le fait que les spécifications de nombreux composants nationaux et étrangers ne comprennent qu'un petit ensemble (et souvent insuffisant) de paramètres pratiques pour le contrôle dans la production de masse. Dans le même temps, un certain nombre de caractéristiques importantes, telles que la résistance critique en courant et en volume du collecteur des transistors bipolaires, ne sont tout simplement pas standardisées ni testées lors de la production, bien que leur influence ne puisse être négligée. Par conséquent, une situation est tout à fait possible lorsque, par exemple, un certain exemplaire d'un transistor est formellement utilisable, mais qu'il n'est pas souhaitable de l'installer dans une conception, car l'un de ses paramètres, non réglementé dans les spécifications de livraison, s'avère être bien pire que la moyenne des composants de ce type.

C'est pourquoi des tests minutieux des composants sont nécessaires lors de l'assemblage d'appareils haut de gamme. Quant à l'essentiel des éléments passifs (résistances, petits condensateurs, diodes, diodes Zener), leur vérification ne pose pas de problèmes. Les résistances sont vérifiées avec un ohmmètre pour l'écart admissible par rapport à la valeur nominale, ainsi que pour la fiabilité du contact (les résistances domestiques des types C1-4 et BC peuvent avoir des capuchons de contact mal roulés). De plus, les bornes des résistances domestiques nécessitent souvent un étamage avant assemblage. Il est inacceptable d'utiliser des flux actifs dans ce cas, et pour nettoyer les bornes il est préférable d'utiliser une gomme « à encre ». Les types recommandés de résistances de faible puissance sont MLT, OMLT S2-23.

Les exigences les plus élevées sont imposées aux résistances R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123. Ces résistances doivent être métal-diélectriques ou, mieux encore, à film métallique (Metal Film) - MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V.

Lors de la sélection des résistances, si elles ont une tolérance de ±2 % ou plus, il est conseillé de conserver les ratios suivants :

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - avec un écart ne dépassant pas 1...3 % ;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - avec un écart ne dépassant pas 2...3 %.

La plupart des résistances importées vendues en Russie sont en carbone (Carbon), donc lors de l'achat de résistances importées, au lieu de ce qui précède, il existe un risque d'acheter des résistances en carbone ou composites sous couvert de métal-diélectrique. Dans ce cas, il vaut mieux se concentrer sur les résistances avec une tolérance de 1% ou moins, qui sont en carbone uniquement dans les contrefaçons. Les principaux inconvénients des résistances en carbone et composites sont une non-linéarité élevée (jusqu'à 0,05...0,1 %) et un bruit accru lorsque le courant les traverse.

Le bruit des résistances est la somme de la thermodynamique (de densité spectrale ) et un bruit excessif (courant), qui apparaît lorsque le courant traverse une résistance et est provoqué par des fluctuations de résistance. Dans la gamme de fréquences audio, l'ampleur de ce bruit dans les résistances en carbone peut dépasser 10 μV (par décade de fréquence avec une chute de tension de 1 V). En règle générale, il s'agit d'un ordre de grandeur ou plus supérieur au bruit thermique d'une telle résistance.

En raison du bruit excessif des résistances, le bruit intrinsèque de l'amplificateur augmente avec l'augmentation du niveau du signal, et lors de l'utilisation de résistances en carbone telles que R1, R7, R22, R23, R24, cette augmentation peut atteindre 20..30 dB ! L'utilisation de résistances à film métallique élimine ce problème : leur bruit est de 0,1...0,5 µV/V, tandis que pour les résistances métal-diélectriques, il est légèrement supérieur à 0,5...2 µV/V.

Il est conseillé d'utiliser des résistances métal-diélectriques R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 (MLT, OMLT, S2-23). Il est également conseillé de sélectionner R38, R44 et R59, R63 par paires afin qu'ils ne diffèrent pas de plus de 2...3 %.

Les exigences pour les autres résistances sont bien inférieures. Ainsi, les résistances R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 et même R33, R37, R39, R42, R43 peuvent être en carbone sans compromettre les caractéristiques du amplificateur. Résistance ajustable R60 - cermet SPZ-19a (celles en cermet ou « polymère » conviennent également parmi celles importées). L'utilisation d'autres résistances d'ajustement, notamment ouvertes, n'est pas recommandée en raison de leur faible fiabilité. En tant que résistances R118-R121, l'auteur a utilisé celles importées disponibles (type SQP), mais elles sont remplaçables par C5-16 ou MLT C2-23 de deux watts connecté en parallèle, etc.

Il est conseillé d'utiliser des condensateurs céramiques d'une capacité allant jusqu'à 1000 pF - K10-7v, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506 (groupe TKE PZZ-M75), provenant de condensateurs importés du Groupe ASBL. Les condensateurs des groupes moins stables thermiquement sont fabriqués à partir de ferroélectriques, qui ont des propriétés non linéaires, des effets piézoélectriques et pyroélectriques et d'autres « avantages ». La notoriété des condensateurs céramiques dans les circuits audio est précisément associée à ces caractéristiques. Les condensateurs à faible TKE se comportent généralement de manière impeccable. Vous pouvez également utiliser des condensateurs verre-émail SKM, K22U-16, K22-5. Parmi les condensateurs à film de faible capacité, il est permis d'utiliser du polystyrène (PM, K70-6) et des condensateurs importés similaires, cependant, leur inductance parasite inhérente peut réduire les marges de stabilité.

Le contrôle des petits condensateurs revient à vérifier leur résistance de fuite (au moins 100 MOhm), leur valeur de capacité (tolérance jusqu'à ±5%) et leur tension de claquage d'au moins 25 V (sauf pour le C46, ​​​​qui doit supporter 50 V). Si le capacimètre utilisé vous permet de déterminer le facteur de qualité (ou sa tangente de perte inverse), alors pour les condensateurs en fonctionnement, le facteur de qualité à des fréquences de 100 kHz à 1 MHz doit être d'au moins 2000. Des valeurs inférieures indiquent un défaut dans le condensateur. Appareils recommandés - E7-12, E7-14.

Les condensateurs C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44 sont des condensateurs bloquants, il n'y a donc aucune exigence particulière pour eux. Néanmoins, il est conseillé d'utiliser des condensateurs céramiques KM-5, K10-17, K10-23 et similaires avec le groupe TKE pas pire que NZO (X7R pour les condensateurs importés). Cela est dû au fait que pour les condensateurs des groupes H70H90 (Z5U, Y5V), la capacité réelle chute sensiblement à des fréquences supérieures à plusieurs mégahertz. Il est logique de les vérifier uniquement pour l'absence de coupure (présence de capacité) et de claquage à une tension de 25-30 V.

Le condensateur de séparation C1 est en film, de préférence en polypropylène, polystyrène ou polycarbonate (K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a). Cependant, leurs dimensions, à l'exception du K77-2, sont très grandes et l'auteur a donc utilisé des condensateurs Dacron K73-17, sélectionnés par facteur de qualité à des fréquences de 100 Hz (au moins 700) et 1 kHz (au moins 200). La différence de capacité aux fréquences de 100 Hz, 1 kHz et 10 kHz ne doit pas dépasser 3 %.

Malheureusement, la probabilité de défauts du K73-17 basse tension dans certains lots peut être très élevée. Par conséquent, en l'absence d'instruments de mesure, il est recommandé d'utiliser des instruments à tension plus élevée (160 ou 250 V). Pour la même raison, des condensateurs haute tension ont été utilisés comme C77, C78. D'ailleurs, je note qu'une étude des condensateurs importés de marques populaires auprès des audiophiles (par exemple MIT, SOLEN) n'a montré aucun avantage même par rapport aux bons exemples de K73-17, sans parler du K78-2 et surtout du K71-7.

Le classement C1 a été choisi pour obtenir une fréquence de coupure d'environ 20 Hz, mais lors de l'utilisation d'un amplificateur avec un haut-parleur de petite taille, il est judicieux d'augmenter la fréquence de coupure à 40...50 Hz afin d'éviter de surcharger les basses fréquences. têtes de haut-parleurs de fréquence. La qualité, et souvent la « quantité » des basses, est même améliorée en réduisant la distorsion causée par une course excessive du cône. La variation de capacité des condensateurs C1 dans les canaux PA ne doit pas dépasser 5 %.

Condensateurs C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 - lavsan - K73-17 ou similaires importés (mylar, polyester). Leur principale exigence est de petites dimensions et une inductance parasite modérée (pas plus de 0,02...0,04 μH). Après l'achat de condensateurs, il est conseillé de vérifier leur résistance équivalente aux hautes fréquences (voir ci-dessous), car il existe un défaut de contact de la métallisation en aluminium des plaques avec le remplissage d'extrémité du condensateur à base de zinc ou de soudure étain-plomb. . Ceci est particulièrement important pour C47 - C49, C77 et C78. La composante active de leur résistance ne doit pas dépasser 0,2...0,3 Ohm.

Les condensateurs C52 et C79 sont en polypropylène, K78-2 ou similaires importés à faible inductance (suppression des interférences). Les remplacer par des condensateurs d'autres types n'est pas souhaitable, mais la capacité n'est pas critique : la valeur nominale du C52 est comprise entre 4700 2200 et 79 1500 pF, C3300 - 50 1000 - 100 1 pF. Le test se résume à surveiller la tension admissible (au moins XNUMX V), la capacité et le facteur de qualité (au moins XNUMX à une fréquence de XNUMX kHz ou XNUMX MHz).

Condensateurs à oxyde C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - domestiques K50-35, K50-68. Lors du choix de condensateurs importés, ce n'est pas tant le fabricant qui est important, mais leurs caractéristiques réelles. Les meilleurs condensateurs sont ceux à faible inductance et à faible résistance série équivalente - ESR (dans les condensateurs importés, il s'agit du groupe "Low ESR"). Ils sont principalement destinés aux alimentations à découpage. De tels condensateurs sont produits par de nombreux fabricants, mais ils sont plus chers que les condensateurs conventionnels et ne peuvent souvent être achetés que sur commande. Parmi les condensateurs ordinaires, nous pouvons recommander les produits Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon, Samsung. D'ailleurs, une analyse minutieuse des catalogues des fabricants de condensateurs à oxyde montre que les condensateurs dits « Pour l'audio » à haute capacité, au mieux, se révèlent n'être rien de plus que des condensateurs du groupe « Low ESR » avec modification marquages.

Vérifier les condensateurs à oxyde de capacité relativement faible (C2, C4, C13, C14, C20, C27) revient à mesurer leur courant de fuite à la tension nominale (pas plus de 10...20 μA), ainsi qu'à évaluer leur inductance et leur ESR. . La méthode de mesure du courant de fuite est évidente et la détermination de la résistance et de l'inductance en série est effectuée comme suit.

Un courant alternatif de différentes fréquences traverse un condensateur connecté en série avec une résistance sans fil avec une résistance de R = 300-750 Ohm (0,5-1 W) vers un générateur de signal sinusoïdal avec une tension de sortie d'au moins 5 V. , et la tension à ses bornes est mesurée avec un millivoltmètre ou un oscilloscope. Un graphique de la tension sur le condensateur en fonction de la fréquence dans la plage 1 kHz... 1 MHz est tracé en coordonnées logarithmiques le long des deux axes (Fig. 8). Habituellement, il a la forme d'un angle obtus avec le sommet vers le bas, et le tracé de la branche gauche est déterminé par la capacité effective du condensateur, l'augmentation de la tension à des fréquences plus élevées est associée à l'inductance parasite du condensateur, et la La « netteté » de l'angle dépend de la résistance série.

Ces valeurs peuvent être déterminées avec suffisamment de précision pour la pratique à partir du graphique de la manière suivante.

Tout d’abord, trouvons la tension U1 correspondant au minimum de la courbe. Deuxièmement, ils construisent des tangentes aux « branches » ascendantes de la courbe et marquent le point de leur intersection (Fig. 8). La tension et la fréquence correspondant au point d'intersection sont respectivement notées U2 et fo.

Après cela, il n'est pas difficile de trouver l'ESR, la capacité effective et l'inductance parasite du condensateur à l'aide des formules :

où Rep - EPS, UG - tension du générateur.

Naturellement, il suffit de construire un graphique uniquement pour un ou deux exemplaires de condensateurs, l'impédance du reste est vérifiée en deux ou trois points à des fréquences correspondant à la résistance série minimale, et à une fréquence d'environ 1 MHz. La valeur ESR autorisée ne dépasse pas 0,1...0,15 Ohm pour les condensateurs de 4700 3300 et 1,5 220 µF et ne dépasse pas 0,02 Ohm pour les condensateurs de 0,05 µF. Leurs inductances admissibles ne dépassent respectivement pas XNUMX...XNUMX μH.

S'il est impossible de tester des condensateurs à oxyde de grande capacité, pour un « filet de sécurité », ils peuvent être shuntés avec des condensateurs à film ou en céramique à la tension appropriée avec une valeur nominale de plusieurs microfarads.

Tester les diodes de faible puissance, en plus de surveiller la tension directe (pas plus de 0,7 V à un courant de 20 mA), revient à évaluer leur courant de fuite à une faible tension inverse - 3...6 V. À cet effet , par exemple, un volt-ohmmètre à cadran avec une limite convient aux mesures d'au moins 100 MOhm, par exemple VK7-9, VK7-15. Ainsi, pour VK7-9, à la limite de 100 MΩ, le courant de déviation totale de l'aiguille est de 60 nA, et sa déviation notable se produit déjà à un courant de 1 nA. Lors de la mesure du courant inverse, les diodes doivent être protégées de la lumière.

Les exigences les plus strictes en matière de courant de fuite sont imposées aux VD1, VD2, VD15, VD16 (pas plus de 2...3 nA à une température de +60...80°C) ; pour VD9-VD14, un courant ne dépassant pas 10... 15 nA est autorisé. Il convient particulièrement de noter les exigences relatives aux diodes VD26, VD27 : il s'agit d'une chute de tension directe ne dépassant pas 0,7 V (à une température de 20 °C et un courant de 20 mA) et d'un courant de fuite ne dépassant pas 3. ..5 μA à une tension inverse de 120V et une température de +60... .80°C. Pour les autres diodes petit signal, il suffit de se limiter à un simple contrôle avec un ohmmètre.

Les diodes de redressement VD28 - VD31, et en particulier VD36-VD41, doivent être testées pour la tension de claquage inverse - au moins 100 et 150 V, respectivement (avec une valeur de courant inverse allant jusqu'à 100 μA et une température de +60...80 ° C). De plus, il est nécessaire de vérifier la tension directe sur les diodes VD36-VD41 lorsqu'une impulsion de courant de 50...60 A circule.

Un schéma d'un tel contrôle est présenté sur la figure 9. La valeur de la tension directe sur les diodes du pont VD38-VD41 observée sur un oscilloscope ne doit pas dépasser 1,3...1,5 V. Pour les diodes VD36, VD37, cette tension peut être élevée jusqu'à 2 V. Diodes de redressement avec un une chute de tension accrue aux courants limites est potentiellement peu fiable.

Les diodes Zener VD22-VD25 sont testées de la manière habituelle pour la tension de stabilisation à un courant de 7...8 mA. Lors de l'installation de diodes Zener dans un amplificateur, il est souhaitable que la tension de stabilisation VD23 soit égale ou approximativement à 70... 100 mV supérieure à celle du VD24.

Il suffit de vérifier les transistors VT1-VT10, VT44, VT45 pour le coefficient de transfert du courant de base et la tension de claquage Uke. Le coefficient h21E pour VT1-VT4 doit être compris entre 80...600, VT5-VT12 - entre 50. ..250 pour un courant de collecteur de 5 ...10 mA. La tension de claquage pour VT1 -VT4 avec la base éteinte et une température de 80...100°C doit être d'au moins 25 V, pour VT5, VT8, VT9, VT10, VT44, VT45 - d'au moins 80 V, et pour VT6, VT7 - pas moins de 40 V. Le critère d'apparition de la panne est une augmentation du courant supérieure à 50 μA. Lors du choix des transistors, il est préférable d'utiliser des spécimens avec le coefficient h21E le plus élevé comme VT6, VT7. Les transistors VT11, VT12 et VT15 doivent avoir un h21E d'au moins 50 et un courant de collecteur initial Ikeo ne dépassant pas 5 μA à une température de 60...80 ° C et une tension Uke = 6...10 V.

Le coefficient de transfert de courant pour VT13, VT14 n'est pas critique ; il est seulement important qu'à un courant de collecteur de 10 mA et Uke = 6...10 V, il soit supérieur à 40. Les exigences pour les transistors VT16-VT19 sont plus strictes - leur h21e à un courant de collecteur d'environ 10 mA et Uke = 5 V doit être d'au moins 60 (de préférence 70...100). Une exigence similaire s'applique aux VT20-VT27. Il n'est pas nécessaire de sélectionner les transistors selon le coefficient h21e, cela suffit si le spread ne dépasse pas 50...80 %.

Pour les transistors de sortie (VT28-VT43), les coefficients h21e doivent être d'au moins 40 pour un courant de 1 A. Il n'est pas souhaitable d'utiliser des transistors avec h21e>80, car leur zone de fonctionnement sûr est plus petite. La tension de claquage Ukeo lorsque la base est éteinte doit être d'au moins 100 V sous un courant de 20 μA pour VT13, VT14, VT1 b-VT19 et d'au moins 80 V pour VT20 - VT43 (avec un courant de démarrage de claquage de 0,2 mA pour VT20-VT27 et 2 mA pour VT28-VT43). Température d'essai de tension Ukeo-60...80°C.

Pour VT13, VT14, VT16-VT43, un contrôle plus approfondi est requis. Cela est dû au fait que les défauts de l’un de ces transistors sont susceptibles d’entraîner la défaillance d’un certain nombre d’autres.

À cet égard, il est également conseillé de vérifier le courant critique et la résistance volumétrique du collecteur. Une résistance excessivement élevée (typique des transistors haute tension) fait entrer le transistor prématurément en mode quasi-saturation. Le transistor dans ce mode reste opérationnel, mais ses propriétés d'amplification et de fréquence sont fortement réduites : la fréquence de coupure chute d'un voire deux ordres de grandeur, le coefficient de transfert de courant diminue et la capacité effective du collecteur augmente.

Une telle augmentation brutale de l'inertie des transistors, en plus de détériorer les caractéristiques de l'amplificateur, entraîne un risque d'auto-excitation à des fréquences de 0,6...2 MHz avec défaillance ultérieure due à une surchauffe due aux courants.

À cet égard, les transistors VT13, VT14, VT16-VT42 ne peuvent pas entrer en mode quasi-saturation en choisissant leurs modes avec des courants de fonctionnement relativement faibles. Une diminution supplémentaire des courants entraînera une diminution de la vitesse de montée et de la marge de stabilité de l'amplificateur.

Cependant, comme la variation de la résistance du volume du collecteur n'est pas standardisée par les fabricants de transistors, une vérification est nécessaire. En conditions amateurs, elle consiste à déterminer la dépendance de h21e à la tension Uke.

La technique consiste à fixer un courant de collecteur de transistor donné à une tension Uke = 5...10 V en ajustant le courant de base puis en réduisant cette tension à une valeur correspondant à une diminution du courant de collecteur de 10...15 % ( au même courant de base). C'est la tension à laquelle commence une forte chute du courant collecteur, et sera le seuil de début de quasi-saturation du transistor (à un courant collecteur donné).

La tension de seuil des transistors KT9115 ne doit pas dépasser 5 V avec un courant de collecteur de 14 mA et celle du KT969 - 3 V avec le même courant. Comme le VT13, il est conseillé d'utiliser des transistors ayant la tension de seuil de quasi-saturation la plus basse. La valeur h21e prise comme valeur initiale pour eux doit être mesurée à Uke = 10...12V.

Les transistors KT961 et KT639 sont testés à un courant de 100...150 mA, en mesurant le coefficient initial h21e à Uke = 5V. La tension de seuil à ce courant ne doit pas dépasser 1,5 V pour le KT639 et 1,2 V pour le KT961.

Les transistors KT818 et KT819 sont testés à un courant de 2 A, tandis que le h21e initial doit être mesuré à Uke = 5 V, et la tension de seuil ne doit pas dépasser 1,8 V pour KT818 et 1,5 V pour KT819.

Le contrôle du courant critique des transistors KT818 et KT819 consiste à mesurer h21e à Uke = 5 V et deux valeurs de courant collecteur : 1 A et 3 A. Une diminution de h21e mesurée à un courant de 3 A est admissible jusqu'à 65 % de la valeur correspondant à un courant de 1 A.

Les transistors KT818 et KT819 avec indices G1 sont des analogues exacts des KT818GM et KT819GM ​​​​et ne diffèrent que par le type de boîtier (plastique - KT43-1).

Puisque lors du test des transistors et des courants supérieurs à 50 mA, une puissance suffisamment importante pour les chauffer est libérée, les mesures doivent être effectuées soit très rapidement (en quelques secondes), soit en installant les transistors sur un dissipateur thermique.

La vérification de l'ampli-op DA1, DA3, DA4 est la suivante.

Les caractéristiques de fréquence et de vitesse sont vérifiées dans le circuit de la figure 10 à l'aide d'un oscilloscope et d'un générateur. Le critère de validité est la vitesse de montée et de descente d'un signal rectangulaire de grande amplitude (5 V à l'entrée) d'au moins 60 V/μs et l'absence de distorsions visibles sous forme d'un signal sinusoïdal d'amplitude de 4 V jusqu'à une fréquence de 1,5...2 MHz. La consommation de courant de l'ampli-op sans signal (mesurée par la chute de tension aux bornes des résistances du filtre de puissance) doit être comprise entre 5 et 10 mA, l'amplitude de la tension de sortie maximale à une fréquence de 20 kHz doit être d'au moins ±14 V. La sortie de la limitation ne doit pas s'accompagner de processus transitoires.

Le bruit et la tension de décalage sont vérifiés en court-circuitant les contacts d'entrée et de fermeture S1 et S2, ce qui fait passer l'ampli-op en mode amplificateur d'échelle avec un gain de 50 dB (l'activation de S2 limite la bande passante du bruit à 50 kHz). La tension de bruit de sortie ne doit pas dépasser 1,4 mV (7 mV crête à crête sur l'écran de l'oscilloscope) et le décalage CC ne doit pas dépasser ±1,5 V.

Le test de l'ampli-op DA2 est effectué en l'allumant selon le circuit illustré à la Fig. 11. Le critère de validité est la présence d'une tension continue ne dépassant pas 200 mV à la sortie et l'apparition d'un signal de bruit à la sortie de l'ampli-op lorsque vous touchez la broche 3 de DA2 avec votre main.

L'ampli-op DA5 est vérifié en utilisant un schéma similaire. À sa sortie en régime permanent (après 1 à 2 minutes), la tension continue ne doit pas dépasser 80 mV et la tension de bruit crête à crête sur l'écran de l'oscilloscope ne doit pas dépasser 1 mV (crête à crête). Lors de la mesure du bruit, un bon blindage doit être fourni.

Le panneau de dimensions 310 x 120 mm (voir Fig. 12) est constitué d'une feuille de fibre de verre double face de 1,5 à 2 mm d'épaisseur avec des trous métallisés. Il est conçu pour être installé dans l'étage de sortie jusqu'à 12 transistors puissants par bras dans des boîtiers KT-28 (par exemple, KT818G et KT819G) ou TO-220 (avec un pas de fil de 2.5 mm).

Riz. 12 (cliquez pour agrandir)

CARACTÉRISTIQUES DU PCB ET MONTAGE DE L'AMPLIFICATEUR

En figue. La figure 13 montre la disposition des éléments sur la carte d'un canal (voir Figure 12). En plus de la plupart des éléments indiqués sur le schéma électrique (Fig. 4). La carte permet l'installation d'un certain nombre de composants supplémentaires. Pour maintenir la cohérence dans la numérotation des anciens et des nouveaux éléments de la carte, des numéros de série ou des indices de lettres successifs leur sont attribués, par exemple VT23A. R86B.

Riz. 13 (cliquez pour agrandir)

Conclusions K0, K1 - alimentation commune

K2 - signal commun, court-circuit - entrée de signal ;

FBH - sortie + OS ; FBL - quitter -OS.

La carte est conçue pour installer les transistors haute puissance les plus courants KT818G et KT819G, jusqu'à 12 pièces par bras. À cet égard, le nombre de transistors dans le deuxième étage du répéteur (VT20-VT27B) a été augmenté de quatre à six par bras, et les courants de repos des VT16-VT27B ont également été augmentés. De plus, il a fallu modifier les valeurs d'un certain nombre de résistances : R76. Le R77 est désormais de 130-150 Ohms (au lieu de 390 Ohms). R78-R81 - 8,2 à Ohm chacun (au lieu de 15 Ohm). Il est également judicieux de réduire la valeur nominale de R64, R66 à 10 Ohms. Les transistors VT16-VT19 doivent être équipés de dissipateurs thermiques à plaques en alliage d'aluminium d'une épaisseur de 1,5...2 mm et d'une surface d'au moins 25 cm^ - un pour chaque paire de transistors. De petits dissipateurs thermiques (13...14 cm^) sont également fournis pour les VT8 et VT10. Pour réduire le chauffage VT13. Le VT14 peut également augmenter légèrement les valeurs nominales des R59 et R63 à 160 ohms (au lieu de 150 ohms).

De plus, les valeurs nominales des R82-R85 sont réduites à 13 Ohms (au lieu de 68 Ohms) et des R86 - R93 - à 3,3 Ohms (au lieu de 4,7 Ohms). Les changements ont également affecté les valeurs nominales des circuits de correction : le C16 a désormais une capacité de 470 pF (au lieu de 270). R25 et R26 - 2.7 kOhm chacun (au lieu de 4,7 kOhm et 1 kOhm, respectivement). Le R33 est désormais évalué à 47 ohms (au lieu de 220). R38 et R44 - 2.2 kOhm chacun (au lieu de 2 kOhm). R64 et R66 - 10 Ohms chacun (au lieu de 15). Condensateurs C17. Le C18 peut être remplacé soit par un tubulaire de 3-3,3 pF, soit par deux de 6,2 pF (si nécessaire, sélectionnés en fonction du type de processus transitoire).

Pour augmenter la chute de tension minimale aux bornes de VT20-VT43 lors de l'ouverture de VD26, VD27, il est conseillé de connecter une diode KD16A dans le sens direct en série avec l'émetteur des transistors VT19-VT521. Il n'y a pas de place pour eux au tableau. par conséquent, il est plus pratique de souder la diode dans l'espace entre la borne de l'émetteur correspondant et la plage de contact.

En plus d'indiquer les distorsions du PA lui-même (causées par une limitation « dure » du signal de sortie), la possibilité d'indiquer le fonctionnement d'un limiteur « doux » a été introduite. Ceci est réalisé en changeant son circuit (voir Fig. 14). Lorsque le limiteur « soft » est déclenché, une tension du signe correspondant apparaît sur la résistance R126, dont la valeur absolue atteint 0,6 V lorsque le seuil de limite soft est dépassé de seulement 90... 100 mV. Une nouvelle augmentation de cette tension au-dessus de 1,2...1,3 V est bloquée par les diodes VD46-VD49.

De plus, il est possible de commuter l'étage de sortie de l'ampli-op DA 1 en mode classe « A » pour réduire sa non-linéarité et les effets de détection des interférences RF lors du fonctionnement sur une charge à impédance relativement faible (3.5 kOhm). La source de courant d'une valeur de 4...6 mA est réalisée sur un transistor à effet de champ VT46 de type KP303E ou KP364E et une résistance R125 (environ 150 Ohms). Puisque la distorsion du KR140UD1101, même sans source de courant, est très faible et n'apporte pas une contribution excessive au niveau global de distorsion de l'UMZCH. l'installation du VT46 et du R125 est facultative. Lors de l'installation du VT46, il est nécessaire de vérifier sa tension de claquage drain-gate ; elle ne doit pas être inférieure à 40 V.

Pour minimiser l'inductance parasite de l'installation, les bornes des transistors de l'étage de sortie VT20-VT43 sont soudées directement dans le circuit imprimé. Cette mesure est due au fait. que l'inductance parasite de la borne émetteur d'un transistor de puissance réduit sa fréquence de coupure réelle. Compte tenu de cela, il devient évident que pour obtenir les performances de transistors de sortie, même relativement « lents », avec une fréquence de coupure de 5...8 MHz, il est nécessaire de réduire complètement l'inductance parasite des conducteurs de l'installation en réduisant la zone des boucles de flux de courant et en les plaçant à proximité de plans conducteurs.

A cet effet notamment, les transistors de sortie, ainsi que les diodes VD37-VD41 (elles sont représentées en rouge sur la Fig. 13), sont placés sous le circuit imprimé côté dissipateur thermique et isolés de celui-ci par un joint en caoutchouc thermoconducteur type "Nomacon" ou similaire, en dernier recours, de chez lavsan. Vous pouvez également utiliser des céramiques de mica, de béryllium ou de nitrure d'aluminium en combinaison avec une pâte thermoconductrice. Lorsque vous utilisez des joints, en particulier des joints minces, vous devez vérifier très soigneusement la propreté des surfaces de contact pour éviter que des limailles ou des bavures métalliques ne s'y déposent.

Deux dissipateurs thermiques pour deux canaux sont intégrés dans le boîtier de l'amplificateur sous la forme de ses parois latérales. Le dessin du dissipateur thermique est illustré à la Fig. 15.

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Le serrage des VT28-VT43 et VD36-VD41 est réalisé à l'aide d'une plaque d'acier (Fig. 16).

Grâce au placement « planaire » de puissants dispositifs semi-conducteurs, la carte est structurellement combinée à un dissipateur thermique. Cette circonstance nécessite l'utilisation d'une technologie spéciale d'assemblage d'amplificateur.

Tout d'abord, toutes les pièces sont montées sur le circuit imprimé, à l'exception des condensateurs C80, C81, des transistors VT15, VT20-VT43 et des diodes VD36-VD41. Ensuite, ces transistors (sauf VT15) et diodes avec fils moulés sont disposés sur les sièges du dissipateur thermique, par exemple à l'aide d'un conducteur et pressés avec une plaque (plus d'informations ci-dessous) comme ceci. afin qu'ils puissent être déplacés avec peu d'effort. Ensuite, une carte est posée sur leurs bornes, utilisant la mobilité des éléments pour aligner les bornes avec les trous. Ensuite, la planche est fixée sur des poteaux de montage de 10 mm de hauteur (quatre trous près des coins de la planche) ou sur plusieurs supports temporaires, par exemple des cubes de bois dur de 20 mm. Ensuite, toutes les broches VT43-VT36 et VD41-VD20 sont soudées. Après cela, la pince est relâchée et la carte, ainsi que les diodes et les transistors, est retirée du radiateur. Vérifiez la qualité de la soudure VT43-VT36, VD41-VD40 (les bornes VD41, VD80 situées sous C81. C0,6. ne doivent pas dépasser de la carte de plus de 80 mm) et installez les condensateurs C81. C28. L'installation des transistors et des diodes peut être réalisée en plusieurs étapes, il est plus pratique de commencer par VT43-VT15. Le transistor VTXNUMX, qui fait office de capteur de température, est soudé dans la carte afin que son corps s'insère dans un trou borgne. percé dans le dissipateur thermique. Cette conception garantit la capacité parasite la plus faible dans ce circuit amplificateur à haute impédance.

Il ne reste plus qu'à lubrifier toutes les surfaces en contact avec une fine couche de pâte thermoconductrice, remplir le trou du dissipateur thermique du VT 15 avec la pâte et assembler soigneusement le tout « propre ».

Lors de la disposition des transistors, vous devez être guidé par la règle : les transistors avec le plus petit h21e sont situés du côté signal faible de la carte amplificateur, et avec le plus grand - du côté XP4.

Les transistors VT20-VT27 sont fixés au dissipateur thermique via des joints isolants, à l'aide de goujons avec écrous ou de boulons M2.5 à tête hexagonale. Les écrous (ou boulons) sont serrés avec une clé à fourche. Pour éviter que la fixation ne court-circuite avec le collecteur du transistor, des morceaux de tube isolant à paroi mince d'un diamètre de 2,8...3 mm et d'une longueur de 2 mm sont placés sur les goujons. Il n'est pas difficile de réaliser un tel tube en enroulant, par exemple, plusieurs tours de ruban adhésif Mylar (« scotch ») sur un mandrin d'un diamètre de 2,5...2,6 mm légèrement lubrifié avec de l'huile de machine.

Les surfaces d'atterrissage des transistors et des diodes doivent être mises à la terre sur un bloc avant l'installation. Ensuite, afin d'éviter de couper les joints, de petits chanfreins (0,2...0,3 mm) sont retirés des bords des trous de montage et des boîtiers de transistors.

Pour connecter le relais de commutation de charge, une section à 26 broches du connecteur à broches XP2 de type PLS est installée sur la carte [10]. utilisé dans les ordinateurs. Le circuit du filtre de sortie est connecté aux contacts pairs du connecteur et la sortie du puissant étage amplificateur est connectée aux contacts impairs. En cas de doute sur la qualité des connecteurs disponibles, le câble provenant du relais peut être soudé directement à la carte.

Le signal de sortie de la carte de chaque canal d'amplificateur est également fourni via un câble plat à 26 fils via le connecteur HRZ. Les contacts de « signal » sont les contacts impairs et les contacts pairs sont connectés au fil commun. Dans ce cas, les éléments du filtre de sortie sont L1, L2, R118-P.121, C77-C79. ainsi que les cavaliers S2 et S3 sont situés sur une petite carte blindée placée à proximité des bornes de sortie de l'amplificateur afin que les cavaliers soient accessibles depuis le panneau arrière. La distance entre les coques est d'au moins 25 mm, et il est préférable de les placer perpendiculairement les unes aux autres.

La bobine L1 (1,3 µH) en a 11 et L2 (1.8 µH) - 14 tours de fil PEV d'un diamètre de 1.7...2 mm. Ils sont enroulés tour à tour sur un châssis d'un diamètre de 18 mm. Les coils sont fixés avec de la résine époxy.

L'écran du panneau filtrant est constitué d'un matériau non magnétique. Il doit être éloigné d'au moins 25 mm des bobines. Pour maintenir la stabilité de l'amplificateur, la longueur des câbles plats ne doit pas dépasser 350 mm.

Afin de simplifier l'installation de l'amplificateur, les ponts de diodes des redresseurs ±53 V (VD8, VD9 - sur la Fig. 7) ont été déplacés de l'unité d'automatisation vers les cartes PA. Chaque pont (sur la carte - VD42-VD45) est assemblé à l'aide de diodes KD243B distinctes. KD243V ou KD247B. Pour réduire le courant de crête, des condensateurs C80. C81 doit être pris avec une capacité plus petite - 1000 µF.

Les bornes des enroulements du transformateur de puissance T1 sont connectées à la carte amplificateur via un connecteur XP4 à huit broches de type MPW-8 [11] avec un pas de broche de 5.08 mm. La fiabilité et la faible résistance de transition sont obtenues en dupliquant les contacts des circuits à courant élevé. Au lieu d'un connecteur, vous pouvez installer un connecteur de borne ou simplement souder les fils dans les trous du circuit imprimé.

Pour faciliter l'installation, toutes les connexions entre la carte amplificateur et l'unité d'automatisation sont connectées à un seul connecteur - XP1. Par conséquent, au lieu d'un connecteur à trois contacts (XP1 - sur la Fig. 4), la carte dispose d'un connecteur de type IDC14 avec 14 contacts. L'objet et la numérotation de ses contacts ont été modifiés conformément au tableau. 1.

La numérotation des contacts de la partie correspondante du connecteur est ajustée en conséquence (XS1 - sur la Fig. 5). à travers lequel l'indicateur de surcharge et le bouton "Reset" sont connectés à la carte amplificateur. La résistance R16 (R26 - pour un autre canal) du filtre passe-bas du dispositif de détection de tension constante (voir Fig. 7) est connectée à la sortie de l'amplificateur via la broche 5 du connecteur XP1 et une résistance de protection supplémentaire R124 (avec une résistance de 0,3 à 4,7 kOhm - ce n'est pas indiqué dans le schéma ci-contre, mais c'est sur la carte). Le signal d'activation du limiteur souple (voir Fig. 14) est envoyé à l'indicateur (à ce sujet dans la partie suivante de l'article) via une unité de seuil supplémentaire, conçue de manière similaire à l'indicateur de distorsion.

Dans la version où l'indicateur de limite logicielle n'est pas introduit, les diodes VD46-VD49 ne sont pas installées sur la carte amplificateur, mais à la place de la résistance R126, un cavalier est soudé. Éléments VT46. Le R125 n'est pas installé si l'ampli-op DA3 n'a pas besoin d'être basculé en mode classe « A ».

Au lieu du cavalier S1 (voir Fig. 4), la carte comporte une section à quatre broches du connecteur PLS. remplir plusieurs fonctions à la fois. Tout d'abord, vous pouvez modifier le mode de fonctionnement du compensateur de chute de tension sur les fils des enceintes. Le réglage d'un cavalier entre les broches 2 et 1 active le mode à quatre fils, et un cavalier entre les broches 2 et 4 active le mode à trois fils (comme dans [3]). Deuxièmement, lors du test d'un amplificateur, ce connecteur sert à fournir un signal de test à l'amplificateur via la résistance R30, en contournant le filtre passe-bas d'entrée et le limiteur logiciel. Cela vous permet de sommer les signaux de deux générateurs pour mesurer la distorsion d'intermodulation et observer les transitoires dans l'amplificateur avec un signal d'onde carrée pulsé.

Des expériences avec deux prototypes d'amplificateurs ont montré que pour les transistors KT9115 et KT969 dont nous disposons, plus de 70 % des transistors testés avaient une fréquence de coupure nettement inférieure. Le remplacement recommandé pour le KT9115 est le 2SA1380. pour KT969 - KT602BM ou 2SC3502. Ces transistors sont beaucoup moins sujets à l'auto-excitation que le 2SAl538n2SC3953.

De plus, lors des tests d'amplificateurs dans des modes extrêmes, la fiabilité insuffisante des transistors de l'étage pré-final, comme le KT639, a été révélée. et BD139. BD140. Une étude du domaine de fonctionnement sûr des copies existantes de ces transistors, réalisée par l'auteur, a montré qu'elle est insuffisante pour garantir un fonctionnement fiable de l'amplificateur à des températures élevées.

Pour augmenter la fiabilité de l'amplificateur, en particulier dans les zones peuplées avec un réseau électrique instable, il est recommandé de réduire la tension d'alimentation en fonction de la puissance maximale réellement requise dans la charge. Lors de l'alimentation de l'étage de sortie de l'amplificateur avec une tension supérieure à ±28 V, des transistors 639SB961 importés bon marché doivent être utilisés à la place des KT2Zh et KT649A. 2SB649A (structures pnp) et 2SD669. 2SD669A (structures npn). et avec une alimentation de ±40 V - 2SA1837 et 2SC4793.

Si des composants autres que ceux recommandés sont utilisés dans l'amplificateur, un Ce qui est encore pire, c'est la génération de transistors individuels en fonction du signal RF utile. Ce défaut est très probablement présent dans le VT13. VT14, VT6 et VT8. Pour supprimer la génération des transistors VT13 et VT14, les circuits B64C41 et R66C42 sont respectivement prévus, mais l'utilisation de diodes Zener VD23 est utilisée. Le VD24 avec une grande capacité, associé à des transistors haute fréquence (2SA1538 et 2SC3953), peut nécessiter l'inclusion de résistances d'une résistance de 22...47 Ohms dans les circuits de base. Par conséquent, sur la face arrière de la carte se trouvent des plots pour ces résistances (taille 0805 pour montage en surface). Dans le même but, il existe des emplacements pour l'installation entre la base et l'émetteur des transistors VT5. Chaînes RC série VT8 avec des valeurs nominales de 10...20 Ohm et 100...300 pF, respectivement.

Pour garantir contre la possibilité de dégradation des jonctions p-n VT6. Pendant les processus transitoires, lorsque l'alimentation est fournie à leurs circuits collecteurs, il est nécessaire d'allumer la diode KD8A dans le sens direct : une borne de celle-ci est soudée dans le trou du collecteur (VT521. VT6). et le collecteur du transistor correspondant est connecté à l'autre borne.

Puissance des résistances R94 - R109. R122. Le R123 peut être réduit à 0.5 W. D'ailleurs, la conception de la carte permet l'utilisation de résistances d'une puissance de 0.25 W au lieu de 0,125 W.

Pour augmenter la densité de montage sur la carte, un certain nombre d'éléments sont placés sous d'autres (par exemple, la diode VD19 est située sous les transistors VT5, VT7). Par conséquent, des éléments de grande taille, par exemple des condensateurs à film, sont installés après l'installation de résistances et de diodes.

Les emplacements de montage pour les condensateurs C53 - C76 permettent l'installation des deux tailles les plus courantes : avec un diamètre de 22 ou 25 mm avec une distance entre les fils de 10,3 ou 12,7 mm, respectivement. Il est également possible d'installer des condensateurs avec des câbles en forme de griffe.

Lorsque vous utilisez un ensemble incomplet de condensateurs C53 - C76, il est préférable de les placer plus près de la ligne centrale de la carte. Condensateurs C30, C3З. C80 et C81 doivent avoir un diamètre ne dépassant pas 18 mm et une distance entre les fils de 7,5 mm.

L'emplacement d'installation sous C1 est conçu pour le montage des condensateurs K73-17. K77-2. K78-2 ou importé (distance entre fils 3.5, 15 ou 22.5 mm).

Les bornes des condensateurs céramiques sont formées comme suit. de sorte que la distance entre eux soit de 5 mm. Des condensateurs C11A ont également été introduits. C19A - circuits de puissance bloquants = 16,5 V, leur capacité est de 0.1 µF.

Du fait que l'un des côtés du circuit imprimé est presque entièrement occupé par une couche de fil commun, il est difficile de le vérifier « à la lumière » lors de la recherche de courts-circuits entre les pistes, il faut donc le faire avec une extrême prudence. .

Après avoir assemblé deux cartes prototypes, des tests préliminaires de l'amplificateur, assemblés en tenant compte des recommandations listées, ont été effectués. Dans le même temps, contrairement aux mesures effectuées précédemment sur l'amplificateur de puissance lui-même (sans filtre d'entrée ni limiteur logiciel), les distorsions du chemin de bout en bout ont été mesurées - avec le filtre et le limiteur. Les tests ont eu lieu sur le complexe Audio Precision System One, qui est en fait la norme mondiale en matière de technologie audio. Les techniques de mesure de distorsion utilisées dans ce complexe sont normalisées par la CEI. prendre en compte non seulement les produits de distorsion, mais également le bruit large bande (dans la bande 22, 80 ou 200 kHz). Cette fonctionnalité, bien qu'elle augmente le niveau de distorsion lorsque le niveau du signal diminue (ils sont masqués par le bruit), mais elle permet de détecter les produits de divers effets paramétriques : d'une augmentation du bruit avec une augmentation du niveau du signal à la détection d'instabilité dynamique et d'interférences d'installation.

Les résultats des mesures THD+N en fonction du niveau de puissance dans une charge de 4 ohms avec une tension d'alimentation de ±38 V à des fréquences de 1 et 20 kHz sont présentés sur la Fig. 17. Ce graphique montre clairement le comportement en dents de scie des caractéristiques, provoqué par la commutation automatique des limites à la sensibilité maximale de l'analyseur. Le début de fonctionnement du « limiteur soft » correspond à une puissance d'environ 80... 100 W. et avec une puissance de sortie de 12 à 80 W, la valeur THD+N dans la bande jusqu'à 200 kHz ne dépasse pas 0.003 %. De plus, le niveau de distorsion à une fréquence de 20 kHz (courbe inférieure) s'avère même légèrement inférieur à une fréquence de 1 kHz. À une puissance de 1 W, le bruit de fond total, les interférences et la distorsion dans la bande jusqu'à 200 kHz de la carte UMZCH (sans blindage ni boîtier) n'ont pas dépassé le niveau de 0,0085 % (-81) dB.

Parmi d'autres caractéristiques, la dépendance du niveau de distorsion d'intermodulation dynamique (DIM-100) pour une fréquence de 15 kHz sur la tension du signal d'entrée est intéressante (Fig. 18).

Une étude minutieuse des configurations des amplificateurs a révélé et confirmé de nombreuses autres caractéristiques intéressantes, par exemple la disparition du « pas » dans l'étage de sortie lorsque la fréquence du signal augmente avant même la mise sous tension de l'OOS.

Structurellement, l'amplificateur de puissance est réalisé dans un boîtier métallique, divisé en plusieurs compartiments. Les éléments sont situés principalement sur des circuits imprimés. En plus des cartes d'amplificateur de puissance montées sur les parois latérales des radiateurs, le boîtier contient des cartes de filtres de sortie, des cartes de relais de protection de charge et une carte d'automatisation. Une carte avec des LED HL1 - HL4 pour indiquer la distorsion et l'activation de la protection et un bouton de réinitialisation du déclencheur de protection SB1 (voir schéma de la Fig. 19) est placée sur le panneau avant de l'amplificateur. Toutes les cartes sont connectées entre elles via des connecteurs de la série IDC et des câbles plats avec le nombre de conducteurs 14 et 26. Les connexions soudées sont utilisées uniquement dans les circuits de signaux et les circuits d'alimentation à courant élevé.

Les transformateurs de puissance (TT. T2) sont montés directement sur le châssis de l'amplificateur dans l'un des compartiments blindés. Les optothyristors VS1 et VS2 sont installés à travers un joint isolant sur un dissipateur thermique à plaques d'une superficie d'environ 100 cm0,022, situé dans le même compartiment que les transformateurs. Il est également isolé du boîtier de l'amplificateur. Pour supprimer les étincelles au niveau des contacts de l'interrupteur secteur, des circuits RC série (240 µF, XNUMX Ohm) sont en outre introduits parallèlement aux contacts.

Les circuits d'entrée de l'amplificateur disposent d'un blindage supplémentaire. Pour augmenter l'immunité au bruit de l'amplificateur, des transformateurs de mode commun sont fournis dans ses circuits d'entrée et de sortie (T1. T4 - T7 sur la Fig. 19). Les transformateurs de mode commun T1 dans chaque canal doivent être réalisés sur des anneaux de ferrite de grande taille (40...80 mm de diamètre) avec une perméabilité magnétique d'au moins 1000 et une section transversale d'au moins 1 cm2. Le nombre de tours d'enroulements de quatre fils repliés ensemble est compris entre 10 et 15, et les conducteurs à courant élevé doivent avoir une section transversale d'au moins 1.5 mm2. Le moyen le plus simple de réaliser les enroulements du circuit OS consiste à utiliser le fil MGTF-0.12. Les transformateurs de mode commun T4 - T7 peuvent être réalisés avec du fil MGTF-0.07 sur des anneaux de ferrite K17x8x5 ou similaire, le nombre de tours est d'environ 20 (enroulement jusqu'à remplir la fenêtre). Pour amortir les résonances parasites, des résistances R47 - R50 ont également été introduites. La conception des cavaliers S2 et S3 a également été modifiée (voir Fig. 4 dans Radio. No. 11, 1999) - ils sont combinés en un seul groupe à six broches. Pour transformer l'amplificateur en mode quatre fils, les contacts 3 et 5, 4 et 6 sont fermés. En mode deux fils - 1 et 3, 2 et 4.

CONFIGURATION DE L'AMPLIFICATEUR

L'amplificateur décrit possède un grand nombre d'éléments actifs à couplage direct, il est donc conseillé dans des conditions amateurs de le configurer étape par étape.

Pour la mise en place, vous avez besoin du matériel suivant : un oscilloscope avec une bande passante d'au moins 20 MHz (de préférence 150...250 MHz) et une sensibilité d'au moins 5 mV par division (par exemple, C1-64. C1-65 .C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), un générateur d'impulsions rectangulaires d'une amplitude de 3... 10 V avec un taux de répétition de 10... 250 kHz et un temps de montée ne dépassant pas 15 ns. un générateur de signal sinusoïdal avec une amplitude allant jusqu'à 5 V et une limite supérieure de la plage de fréquences d'au moins 1 MHz (de préférence jusqu'à 10...20 MHz. Par exemple, GZ-112). La distorsion harmonique de ce générateur n'a pas d'importance. De plus, vous aurez besoin d'un multimètre numérique ou à pointeur, ainsi que de deux résistances bobinées d'une résistance de 3.9 ... 10 Ohms pour une dissipation de puissance d'au moins 25 W (elles sont incluses dans les bus de puissance lors de la vérification de la fonctionnalité ). Bien entendu, une charge équivalente est également nécessaire.

Le générateur d'impulsions peut être assemblé à l'aide d'éléments de microcircuits CMOS haute vitesse. par exemple, les séries KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AS, 74AST, il est préférable d'utiliser un déclencheur Schmitt à partir de microcircuits TL2 (ou similaire). Le générateur lui-même (multivibrateur) peut être assemblé à l'aide de n'importe lequel des circuits connus, mais pour former des fronts raides, son signal doit traverser plusieurs éléments logiques connectés en série.

Pour vérifier les étages amplificateurs pour l'absence de salves d'auto-excitation en HF, vous avez besoin d'un oscilloscope avec une bande passante d'au moins 250 MHz (S1-75. S1-104. S1-108). en son absence, vous pouvez essayer de vous débrouiller avec un voltmètre avec une tête de détection ayant une bande passante d'au moins 250 MHz (VK7-9. VK7-15).

Si vous souhaitez évaluer l'ampleur et la nature des distorsions non linéaires introduites par l'amplificateur, vous aurez besoin d'un générateur de signal sinusoïdal à faible bruit et distorsion (GZ-102. GZ-118. GS-50). équipé d'un filtre coupe-bande, ainsi que d'un oscilloscope très sensible (pas pire que 100 µV par division) pour observer le signal résiduel. Un analyseur de spectre avec une plage dynamique d'au moins 80 dB (SK4-56) est également utile.

Il convient de rappeler que lors de toute soudure dans l'amplificateur, celui-ci doit être déconnecté du réseau.

Tout d'abord, l'alimentation électrique et l'unité d'automatisation doivent être vérifiées. Comme mentionné dans la partie précédente, il a introduit la possibilité de sélectionner une source de signal pour indiquer la distorsion. À cette fin, le groupe de contacts S1 est utilisé (Fig. 19). L'installation de cavaliers entre les contacts 1 et 3, 2 et 4 correspond à l'indication de distorsion du PA lui-même, et entre les contacts 3 et 5, 4 et 6 - pour indiquer le fonctionnement du limiteur « doux ».

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Tout d'abord, vous devez vérifier les valeurs des tensions stabilisées (elles doivent être comprises entre ±16...17.2 V), l'amplitude des ondulations (crête à crête pas plus de 1 mV) et la absence d'auto-excitation des stabilisateurs DA5 - DA8 à une charge d'environ 100 mA (résistance de 160 Ohm d'une puissance de 2 W). L'ondulation et la génération éventuelle sont vérifiées avec un oscilloscope avec l'entrée « fermée ».

Ensuite, l'unité d'automatisation est vérifiée. Pour ce faire, connectez temporairement les bornes 7 et 8 (ou 4 et 11) DAZ et DA4 avec des cavaliers du fil de montage 1MGTF-0.07, etc.) au fil commun. Ensuite, en mettant l'automatisme sous tension, vérifiez le passage de l'impulsion de réinitialisation à la broche 6 de DD3. la présence d'impulsions aux broches 12 et 8 de DD3 et le passage de la séquence d'allumage des optothyristors et des relais (voir Fig. 7 dans Radio, n° 12, 1999). Notez qu'en raison de l'augmentation du courant de repos total de l'amplificateur, le nombre de résistances de « démarrage » (R11. R12) a été augmenté à 3 et leur valeur nominale a été réduite à 100 - 120 Ohms. Pour vérifier les unités de diagnostic sur les comparateurs DA3. DA4 supprime la connexion de leurs entrées au fil commun. Après avoir retiré le cavalier correspondant des bornes DA3, un signal apparaît à son entrée en raison des courants d'entrée et les LED HL1 ou HL2 s'allument (carte U5, voir Fig. 19). . le retrait de l'un des deux cavaliers des broches DA4 devrait, après quelques secondes, entraîner la désactivation des relais et des optothyristors.

A la fin du test, retirez tous les cavaliers de DA3 et DA4. Il convient également de vérifier le marquage correct des bornes du transformateur T1 - une connexion incorrecte des enroulements peut avoir des conséquences considérables, notamment la défaillance de transistors puissants et les « feux d'artifice » d'une batterie de condensateurs à oxyde.

Après avoir vérifié l'alimentation électrique et l'automatisation, vous pouvez commencer à configurer l'amplificateur lui-même (bien sûr, séparément pour chaque canal).

Tout d'abord, le curseur de la résistance ajustée R60 doit être réglé sur la position correspondant à sa résistance maximale (à fond dans le sens inverse des aiguilles d'une montre). Pour rompre la boucle OOS lors de la vérification des étages de sortie de l'amplificateur, R33 est temporairement dessoudé. Afin d'éliminer l'influence du limiteur « doux » lors de la configuration, la résistance des résistances R16, R17 doit être réduite à 56...62 kOhm. Et vous devez également vous approvisionner en une variable multitours ou une résistance d'ajustement d'une valeur nominale de 10 à 22 kOhm et une variable ordinaire (monotour) ou une résistance d'ajustement d'une valeur nominale de 10 kOhm. Il ne doit y avoir aucun cavalier dans le groupe de contacts S1 lors de la configuration de l'amplificateur.

La première étape est une évaluation des performances des cascades sur VT5 - VT43. Tout d'abord, vérifiez les modes DC et le bon fonctionnement de l'unité de protection. Pour ce faire, les bornes de la base des transistors VT5 sont reliées au fil commun par un cavalier. VT7, en utilisant le trou de la broche soudée R33 (les bases VT5, VT7 sont connectées sur la carte) ; puis ils ferment le circuit d'alimentation ±40 V au fil commun et connectent l'alimentation et l'unité d'automatisation au connecteur XP1, et connectent l'enroulement du transformateur à XP4, qui fournit une alimentation ±53 V (contacts les plus extérieurs). Dans ce cas, les enroulements du redresseur ±40 V doivent être DÉCONNECTÉS de XP4. Le circuit RLC de sortie et la charge ne sont pas encore connectés.

Après cela, allumez l'alimentation et vérifiez les modes courant continu des transistors VT13, VT14. La tension d'alimentation en cascade (il est pratique de la mesurer aux bornes des résistances R72 et R75, respectivement) doit être supérieure de ±52...55 V ou 12...15 V à la tension d'alimentation réelle de l'étage de sortie. La tension sur la sybil et les trônes VD23 et VD24 doit être d'environ 3 V. sur les résistances R59 et R63 - environ 2.4 V chacune. sur R44 et R38 - environ 15 V. La tension sur les collecteurs VT13, VT14 par rapport au fil commun doit ne dépasse pas 1 V. Lorsque Lors des mesures, il faut veiller à éviter les courts-circuits accidentels des circuits testés avec le fil commun avec la sonde de l'appareil (de préférence des cartes avec un revêtement isolant - « peinture verte »). Les transistors VT9 - VT12, VT44, VT45 doivent rester fermés après la mise sous tension.

Pour vérifier le seuil de protection, une résistance variable d'une résistance de 44 kOhm est connectée entre la base VT53 et le fil d'alimentation +10 V dont le curseur est connecté à l'une des bornes via une résistance de limitation (1-1.5 kOhm) et réglé sur la position de résistance maximale. Ensuite, en mettant sous tension, tournez lentement le curseur de la résistance jusqu'à ce que le déclencheur de protection soit activé et que la LED HL3 (ou HL4) sur la carte d'indication, connectée en parallèle à VD22 sur la carte d'amplificateur correspondante, s'allume.

Mesurez ensuite la tension entre la sortie de l'amplificateur et la base du transistor VT44 : une valeur interne de 1,7... 2.2 V est considérée comme normale. Essayez ensuite de réinitialiser le déclencheur de protection avec le bouton SB1 (sur le tableau d'affichage, voir Fig. 19). dans ce cas, aucune réinitialisation ne devrait avoir lieu. Après cela, coupez l'alimentation, dessoudez la résistance variable et mesurez sa résistance entre les bornes extérieures. Avec une tension d'alimentation de ±53 V, elle devrait être d'environ 5 kOhm.

Ensuite, le seuil de commutation VT45 est vérifié de la même manière. la seule différence est que pour connecter les résistances, on utilise un circuit d'alimentation -53 V. Les seuils de protection doivent être approximativement les mêmes. Il est également nécessaire de vérifier la chute de tension sur les diodes Zener VD23 et VD24 après le déclenchement de la protection - elle ne doit pas dépasser 0.4 V.

Après cela, le signal passe par l'ampli opérationnel DA1. La composante continue à la sortie DA1 ne doit pas dépasser 25 mV. et lorsque vous touchez les bornes du condensateur C1 avec la main, un signal d'interférence et d'interférence avec la fréquence du secteur doit apparaître à la sortie DA1. Si nécessaire, vous pouvez utiliser un générateur pour surveiller le passage du signal et évaluer la réponse en fréquence du filtre (la fréquence de coupure au niveau -3 dB doit être d'environ 48 kHz). A une fréquence de 1 kHz, son coefficient de transmission est de 2.

L'étape suivante consiste à vérifier le fonctionnement et à régler le courant de repos des cascades sur les transistors VT5 - VT8. VT13 - VT43.

Pour ce faire, vous aurez besoin d'un générateur de signal sinusoïdal et d'un oscilloscope (de préférence à deux canaux). multimètre capable de mesurer une tension continue de 80... 100 m8 avec une erreur ne dépassant pas 5 mV, et la résistance variable multitours mentionnée précédemment. Le contrôle est le suivant. Les bases VT5 et VT7 sont maintenant déconnectées du fil commun et connectées au moteur de la résistance multitours, les deux autres bornes de la résistance sont connectées aux bus +16.5 et -16,5 V. Après avoir éliminé les connexions précédemment effectuées du ± Les circuits 40 V avec le fil commun sur la carte, les bornes de l'enroulement du transformateur, destinés à alimenter l'étage de sortie, se connectent aux contacts XP4 correspondants (broches 2.3 et 6.7) à travers des résistances d'une résistance de 3,9 - 10 Ohms et d'une puissance d'au moins 25 W. Pour éviter de se brûler accidentellement, il est utile de placer chaque résistance dans un verre d'eau séparé.

Après la mise sous tension, vérifiez la présence et la symétrie de la tension redressée sur les bus d'alimentation ±40 V (elle peut être comprise entre 9...25 V), ainsi que la tension entre le collecteur et l'émetteur du VT15. S'il dépasse 4,5 V, vous devez immédiatement couper l'alimentation et augmenter la résistance R61.

Ensuite, connectez le voltmètre au collecteur VT14 et remettez sous tension. En faisant tourner le moteur à résistance variable multitours, une tension de -14...-2.5 V est réglée sur le collecteur VT3.5 par rapport au fil commun. Dans ce cas, la tension aux bases de VT5 et VT7 ne doit pas dépasser ±1 V. L'asymétrie est éliminée en sélectionnant la résistance R59 dans de petites limites. Diode Zener VD23 (pour écart positif) ou R63. VD24 (avec un écart vers moins). Si la symétrie ne peut être établie ou la tension nécessaire à l'équilibrage sur les bases VT5. VT7 dépasse 3...4 V. Il est nécessaire de vérifier l'installation et de remplacer les éléments défectueux. Les signes indirects d'un dysfonctionnement peuvent inclure un échauffement excessif des résistances ou des transistors.

Après avoir atteint la symétrie dans l'amplificateur de tension, ils commencent à régler le courant de repos de l'étage de sortie. Il est également préférable d'effectuer cette procédure en plusieurs étapes. Tout d'abord, en mettant sous tension, vérifiez la tension entre les bases des transistors VT20 - VT23 et VT24 - VT27. Si elle est supérieure à 2.5 V, il est fort probable que l'un des transistors VT20-VT27 soit cassé. Vérifiez ensuite la tension aux jonctions base-émetteur VT16. VT18 et VT17. VT19 - ils doivent être déplacés vers l'avant. Vérifiez ensuite l'absence de polarisation inverse au niveau des jonctions base-émetteur VT20 - VT23 et VT24 - VT27. Après cela, en tournant soigneusement le moteur R60 dans le sens des aiguilles d'une montre, réglez la tension entre les bases des transistors VT20 - VT23 et VT24 - VT27 entre 2.2...2.3 V. Les transistors de sortie resteront en mode classe B.

Après cela, la fonctionnalité de l'étage de sortie est vérifiée. Un signal sinusoïdal du générateur est fourni aux bases VT5, VT7 via un condensateur de couplage d'une capacité d'au moins 0.33 μF (peut être en céramique), et l'entrée « ouverte » de l'oscilloscope est connectée au bus reliant les résistances de l'émetteur. de l'étage de sortie (R94 - R108). Pour la connexion, il est pratique d'utiliser le connecteur XP2. Lors de la configuration, un cavalier est installé sur les contacts, fermant tous les contacts ensemble.

Lors de l'utilisation d'un oscilloscope à deux canaux, il est pratique de connecter le deuxième canal aux bases VT5, VT7. Après la mise sous tension, vérifiez la tension constante à la sortie de l'amplificateur - elle doit être réglée à ±4 V. Sinon, vous devez ajuster la résistance multitours qui règle la tension sur les bases VT5, VT7.

En réglant la fréquence du générateur à 10 kHz et en augmentant progressivement le niveau de son signal de sortie à 0.2...0.5 V, la limitation du signal de sortie de l'amplificateur est observée. L’entrée et la sortie de la limitation doivent se faire sans processus transitoires. Le coefficient de transfert des bases VT5, VT7 vers la sortie de l'amplificateur à une fréquence de 10 kHz peut être compris entre 110 et 160. En réduisant le niveau du signal de sortie à 1...2 V et en connectant la charge au amplificateur, vérifiez une forte diminution du « pas » sur le signal de sortie lorsque sa fréquence augmente jusqu'à 50... 100 kHz.

Après s'être assurés du bon fonctionnement de l'étage de sortie, ils procèdent à l'installation finale du courant de repos, en le contrôlant par la tension sur les résistances de l'émetteur. Pour ce faire, connectez un voltmètre entre les émetteurs de n'importe quelle paire de transistors de sortie, par exemple. VT28 et VT36, et en ajustant la résistance R60, réglez cette tension à 180 mV. Lorsque le signal du générateur n'est pas fourni, la tension à la sortie de la cascade ne doit pas dépasser ±3,-4 V (si nécessaire, ajuster avec une résistance multitours). Le courant de repos de cet amplificateur, contrairement à la plupart des autres, diminue à mesure qu'il se réchauffe, il doit donc être finalement ajusté une fois l'amplificateur réchauffé.

Après avoir réglé le courant de repos, vérifiez la chute de tension aux bornes des autres résistances d'émetteur de la cascade. Elle devrait être comprise entre 70 et 120 mV. Il est préférable de remplacer les transistors dont les résistances d'émetteur ont une tension anormalement basse ou excessive, mais il n'est pas nécessaire d'obtenir une égalité exacte de tension. La répartition des valeurs de tension base-émetteur des transistors de sortie connectés en parallèle contribue à une commutation plus douce des bras de l'étage de sortie et, par conséquent, à une réduction de la distorsion (par rapport au cas où tous les transistors sont commutés simultanément).

Après avoir réglé le courant de repos, il est conseillé de vérifier l'amplificateur pour détecter les salves de génération RF provenant de transistors individuels. Pour ce faire, un condensateur d'une capacité de 1...10 pF est soudé à l'extrémité de la sonde 500:2,2 d'un oscilloscope haute fréquence (une telle sonde a une résistance d'entrée de 3.9 Ohms, mais une capacité d'entrée négligeable ). Ensuite, un signal d'une fréquence de 5... 7 kHz est fourni aux bases VT0.3, VT1 depuis le générateur et, en augmentant progressivement le niveau du signal, la présence de salves d'oscillations HF est observée aux points suivants : au niveau des émetteurs VT5 , VT7, au niveau des émetteurs et collecteurs VT6, VT8, aux bases VT13, VT14, sur les collecteurs VT13, VT14, sur les émetteurs VT16 - VT19. Si l'oscilloscope est suffisamment sensible, il est préférable de ne pas connecter la sonde, mais simplement de l'approcher, car les tensions RF y sont parfaitement induites.

Il est également utile de vérifier l'absence de tension RF sur les bus reliant les bases des transistors de sortie et des étages précédents. La visualisation en chaque point doit être effectuée sur toute la plage d'amplitudes du signal fourni aux bases VT5, VT7 - de son absence à une profonde limitation. Si vous n'avez pas d'oscilloscope haute fréquence, vous pouvez utiliser un voltmètre à large bande, mais il peut donner de fausses lectures en raison des harmoniques du signal basse fréquence lors de l'écrêtage.

Si des transistors auto-excitants sont identifiés, il est préférable de les remplacer par des transistors en bon état provenant d'un autre lot. Si le remplacement ne donne pas l'effet souhaité, des circuits RC série avec des valeurs nominales de 33 à 68 Ohms et 100 pF pour les transistors de faible puissance à 470 pF et 10 Ohms pour les transistors de moyenne puissance sont installés entre les bornes de base et d'émetteur. Vous pouvez également essayer de connecter une résistance de petite taille d'une valeur nominale de 10 à 39 Ohms en série avec la cible de base du transistor générateur.

Après avoir effectué des tests à tension d'alimentation réduite, les résistances des circuits redresseurs ± 40 V sont éliminées et l'absence d'auto-excitation en HF à pleine puissance est revérifiée

Si vous disposez d'un générateur de signal sinusoïdal couvrant la plage de fréquences jusqu'à 10 MHz, il est hautement souhaitable de surveiller la réponse en fréquence des petits signaux et la réponse en phase du chemin allant de VT5, VT7 à XP2.

Dans des conditions amateurs, cela se fait plus facilement à l'aide d'un oscilloscope à deux canaux. Un signal d'entrée est fourni à un canal (depuis la base VT5, VT7) et un signal du connecteur XP2 est fourni à l'autre. Lors de l'utilisation d'un oscilloscope monovoie, vous devrez passer son balayage en mode de synchronisation externe avec un signal du générateur (de nombreux générateurs de signaux disposent également d'une sortie pour synchroniser l'oscilloscope) afin d'estimer le déphasage à partir du décalage du oscillogrammes. Lors de l'enregistrement d'une réponse en fréquence et d'une réponse en phase de petits signaux, la plage crête à crête de la tension de sortie doit être maintenue entre 0.5 et 1 V. Pour la stabilité de l'amplificateur, la plage de fréquence la plus importante est de 1 à 10. MHz. les tolérances et les valeurs nominales de la réponse en fréquence et de la réponse en phase sont indiquées dans le tableau. 2.

Les mesures doivent être effectuées pour trois valeurs de la composante constante de la tension de sortie - une fois pour les tensions proches de zéro, et les deux autres - avec une tension de sortie qui n'atteint pas le seuil limite de 2...4 V sur chacune côté. L'augmentation du déphasage due à une modification de la composante continue de la tension de sortie jusqu'à une fréquence de 7 MHz ne doit pas dépasser 6...9". Si un déphasage excessif est détecté pendant les mesures, alors, en règle générale , cela est dû à une fréquence de coupure insuffisante des transistors VT 13 - VT 19 , moins souvent - VT20 - VT23 ou VT24 - VT27.

Les résonances parasites des condensateurs de mauvaise qualité C53 - C76 peuvent également entraîner des anomalies dans la réponse en fréquence et la réponse en phase. Par conséquent, il est logique de « transmettre » en douceur la plage de fréquences de 1 à 10 MHz avec le générateur, en observant les changements dans la tension de sortie pour s'assurer qu'il n'y a pas de sauts brusques dans la réponse en fréquence ni de pics dans la réponse en phase. Vous ne devez pas connecter de charge lors de la mesure de la réponse en fréquence et de la réponse en phase à hautes fréquences, car le circuit RLC de sortie au-dessus de 500 kHz sépare pratiquement la charge de la sortie de l'amplificateur lui-même.

Si vous le souhaitez, vous pouvez vérifier la vitesse de balayage maximale de l'amplificateur en appliquant VT5 aux bases. Signal VT7 avec une fréquence de 0.8... 1.2 MHz et. en augmentant progressivement son niveau, remarquez le moment où apparaît une limite sur le taux d'augmentation (les alternances de l'onde sinusoïdale perdent leur symétrie). Cette expérience est cependant extrêmement risquée et peut conduire à la défaillance de transistors puissants. Ceci est lié à cela. que le taux d'augmentation maximal admissible de la tension collecteur-émetteur pour les transistors des séries KT818, KT819 est de 150 V/μs (pour les meilleurs transistors importés - 250...300 V/μs), et que l'amplificateur est capable d'atteindre des vitesses jusqu'à 160..200 V/μs. Il est recommandé de réduire la tension d'alimentation de l'étage de sortie à ±30 V pendant ce test.

Une fois les contrôles réussis, la résistance R33 est soudée. connecter l'étage préliminaire à l'ampli-op DA1. et réintroduire les résistances de protection dans le circuit redresseur ±40 V. Un cavalier est installé sur le connecteur XP2 et les bornes C52 sont fermées. et l'entrée de l'amplificateur est connectée à un fil commun. L'entrée de l'oscilloscope doit être connectée à XP2. Après avoir allumé l'amplificateur, celui-ci est désormais couvert par l'OOS général. la valeur en régime permanent de la composante constante à la sortie de l'amplificateur ne doit pas dépasser plusieurs mV et l'amplitude du bruit de sortie à large bande ne doit pas dépasser 10 mV. De plus, l'essentiel de ce bruit est constitué d'interférences HF provenant des stations de radio et de fond avec la fréquence du réseau. Si la puissance de l'ampli opérationnel apparaît plus tard ou diminue avant que la puissance de l'étage de sortie n'augmente ou ne diminue, alors lorsque l'amplificateur est allumé et éteint, des éclairs d'auto-excitation dans la boucle de rétroaction sont possibles. Ils ne présentent aucun danger, il n'est que indésirable d'allumer l'amplificateur immédiatement après l'avoir éteint. Pour retarder la chute de la tension d'alimentation de l'ampli-op, la capacité des condensateurs C22. Il est recommandé d'augmenter C23 et C32, C33 dans l'automatisme à 2200 µF.

Si l'amplificateur, après la mise sous tension, entre dans un état de génération continue et qu'une vérification préalable de la réponse en phase des cascades de VT5, VT7 au connecteur XP2 a donné des résultats positifs, il y a très probablement une erreur dans l'installation ou le classement des éléments R22 - R25. R27. R28. C16-C18. ou l'ampli-op DA3 a un défaut - une marge de stabilité réduite. Une autre raison peut être une modification du courant de repos des transistors de sortie après tout remplacement (une diminution du courant de repos réduit les performances des transistors de sortie et augmente le déphasage qu'ils introduisent). D'autres raisons sont peu probables.

Remarque : l'irrégularité de la réponse en fréquence dans la plage de 4 à 10 MHz doit être comprise dans la plage de -0.7 .. + 2 dB par rapport à la valeur à une fréquence de 4 MHz, et l'augmentation de la réponse en fréquence aux fréquences supérieures 10 MHz ne doit pas dépasser 3.. 3.5 dB.

Après avoir éliminé la génération, il ne reste plus qu'à vérifier la marge de stabilité dans la boucle OOS. Pour ce faire, le signal du générateur d'impulsions carrées est fourni à la broche 1 du groupe S1 (Fig. 13) sur la carte amplificateur. L'amplitude du signal du générateur doit être de 5... 10 V. Dans le même temps, l'amplitude du signal de sortie de l'amplificateur est observée sur XP2. devrait être la moitié de la taille. L'ampleur relative de la surtension sur les fronts d'impulsions ne doit pas dépasser 20 % (dans la copie de l'auteur, elle était d'environ 8 % - voir Fig. 20) et. Plus important encore, la « sonnerie » après le front devrait disparaître complètement en une période et demie maximum. De petites « ondulations » sur les « étagères » visibles sur la Fig. 20 est le résultat d'une résonance parasite dans le circuit de puissance du microcircuit numérique sur lequel est monté le générateur d'impulsions. Le temps de montée ou de descente (à des niveaux de 10 et 90 % des valeurs à l'état stable) doit être d'environ 70 ns (voir Fig. 21).

L'apparence du front et de la chute à la sortie de l'amplificateur, si le signal du générateur a le même front et la même chute, doit être complètement symétrique à l'œil nu. Si ce n'est pas le cas. il y a alors une forte probabilité que l'un des bras de l'amplificateur de tension (VT5 - VT8, VT13, VT14) ou du répéteur de sortie présente des éléments défectueux. DA3 peut également être défectueux. Si la surtension dépasse 20...25 % ou si une « sonnerie » est perceptible après la surtension, il est nécessaire d'augmenter la capacité du condensateur C46 et de sélectionner la résistance R71 en fonction de l'atténuation la plus rapide du processus transitoire.

Il est ensuite conseillé de vérifier la marge de stabilité de l'amplificateur sur toute la plage de tensions de sortie sous charge. Pour ce faire, un circuit de sortie RLC (L1. L2. R118-R121. C77. C78) et une charge active avec une résistance de 0.8 de la résistance nominale sont connectés au HRZ. Après cela, le type de processus transitoires sur XP2 est vérifié avec une charge connectée.

Ensuite, le court-circuit entre l'entrée de l'amplificateur et le fil commun est éliminé et un signal basse fréquence (100...200 Hz) provenant d'un générateur de signal sinusoïdal est fourni à l'entrée de l'amplificateur. Dans ce cas, le générateur de signaux carrés doit toujours être connecté à S1. En augmentant l'amplitude du signal sinusoïdal, le processus transitoire sur XP2 est observé à différentes tensions de sortie instantanées, jusqu'au seuil limite. Si, lorsque la tension de sortie s'approche du seuil limite, il n'y a pas d'augmentation excessive du dépassement et de la « sonnerie » pendant le processus transitoire à partir d'impulsions rectangulaires, vous pouvez fermer les résistances de sécurité dans les circuits redresseurs ± 40 V et répéter le test à pleine puissance. . Le câble par lequel la carte de filtre de sortie est connectée ne doit pas avoir une longueur supérieure à 0,4 M. Enfin, vous pouvez déconnecter la charge et vérifier les caractéristiques transitoires sans charge.

Augmenter la marge de phase à 80...90' pour obtenir un processus transitoire sans dépassement dans l'UMZCH (comme dans la plupart des autres amplificateurs à large bande) n'est pas pratique. Dans le même temps, la plage de fonctionnement du système de rétroaction environnementale et en particulier sa profondeur atteignable à la limite supérieure de la plage de fréquences de fonctionnement sont plusieurs fois réduites. De telles décisions sont généralement justifiées par la nécessité d'assurer la stabilité lorsque l'amplificateur fonctionne sous une charge complexe. Cependant, comme vous le savez, la guillotine n'est ni le seul ni le meilleur remède contre les maux de tête. Selon l’auteur, plusieurs éléments du filtre de sortie ne constituent pas un prix très élevé à payer pour avoir la possibilité d’étendre la bande passante OOS d’un ordre de grandeur.

La dernière étape de réglage consiste à définir le seuil de limite souple. Avant de régler le seuil, il faut retirer le cavalier de C52 et connecter la broche +OS - contact FBH (sur la carte - entre les résistances R40 et R41) avec les broches XP2. en gardant le cavalier sur le connecteur. Il est utile de connecter un filtre de sortie et une charge nominale à la sortie de l'amplificateur

Le moyen le plus pratique d'ajuster le seuil de limite souple consiste à installer des résistances R16 et R17 d'une valeur plus grande (par exemple, 75 kOhm). puis, en connectant des résistances d'une résistance de 0,2... 1 MOhm en parallèle avec elles, assurez-vous que l'entrée dans la limitation de l'amplificateur de puissance lui-même (déterminée par l'apparition d'un signal à la sortie DA2) ne se produit que lorsque l'entrée est surchargé de 2 à 3 fois (par rapport à la situation sans limiteur logiciel). Malgré. Étant donné que le seuil limite surveille la valeur de la tension d'alimentation de l'étage de sortie, la compensation n'est pas idéale, le limiteur doit donc être réglé à la tension d'alimentation nominale et connecté à la charge nominale. La résistance R16 est responsable du seuil limite de l'alternance négative (à la sortie de l'amplificateur), et R17 est responsable de l'alternance positive.

Lorsque la tension d'alimentation de l'étage de sortie est supérieure à ±30 V, il est également conseillé de régler plus précisément le seuil de protection OBR. Pour cela, les résistances R114 et R117 sont réglées 12... 15 % de plus que celle avec laquelle la protection fonctionne à la tension de sortie maximale de l'amplificateur au ralenti sans charge.

Après avoir assemblé et réglé l’amplificateur, il existe un désir naturel de déterminer ses caractéristiques. Mesures de puissance. Fréquence de réponse les rapports de transmission ne posent généralement pas de problèmes. Vous devez être plus prudent lors de la mesure du bruit - en raison de la très large bande passante, l'amplificateur de puissance amplifie les interférences des stations radio jusqu'à la gamme HF. Par conséquent, lors de la mesure du bruit, il est nécessaire de limiter la bande passante du signal fourni au voltmètre.

Le moyen le plus simple de procéder consiste à utiliser un filtre passif de premier ordre. La bande de bruit d'un tel filtre est donc 1.57 fois plus large que sa bande passante si vous souhaitez mesurer le bruit dans la bande 22...25 kHz. La fréquence de coupure du circuit RC doit être choisie égale à 14... 16 kHz.

Un autre problème lors de la mesure du bruit est l'interférence avec la fréquence du secteur. Le moyen le plus simple de les filtrer est d'utiliser un filtre passe-haut avec une fréquence de coupure de 1 kHz, mais dans tous les cas, vous devez effectuer correctement les connexions et blinder l'amplificateur.

Pour éviter l'apparition de circuits fermés du fil commun, toutes les alimentations sont isolées et connectées uniquement sur la carte amplificateur, et sur la carte les conducteurs communs pour les circuits de signal et de puissance sont séparés. Leur point de connexion est équipé d'un trou pour souder un fil (d'une section d'au moins 0.75 mm2) reliant le fil commun de la carte amplificateur au boîtier ; ce trou est situé entre R65 et R69. La connexion de tous les circuits (à l'exception de l'écran du transformateur) au boîtier de l'amplificateur est effectuée en un seul endroit, sélectionné expérimentalement pour le niveau d'interférence le plus faible.

La tension de bruit doit être mesurée avec un millivoltmètre à valeur efficace vraie, par exemple. VZ-57. Lors de l'utilisation d'un millivoltmètre conventionnel, une correction doit être apportée au résultat - il sous-estime le bruit de 12... 15 %. Dans la configuration de l'amplificateur de l'auteur, le bruit de sortie dans la bande 1...22 kHz avec une entrée fermée, même sans blindage, ne dépasse pas 80... 100 µV.

La plus grande difficulté réside dans la mesure des distorsions non linéaires et d'intermodulation introduites par un amplificateur. Ceci est lié à cela. cela grâce à la faible distorsion de l'amplificateur avant même la couverture de la rétroaction négative (pas plus de 1...2%) et à la profondeur de la rétroaction négative dans toute la gamme de fréquences audio dépassant 85 dB. Les principales sources de distorsion sont l'imperfection des composants passifs, les interférences de l'étage de sortie push-pull et la distorsion introduite par le filtre d'entrée sur DA1. Aux fréquences supérieures à plusieurs kilohertz, la non-linéarité de la capacité des diodes VD9 - VDI4 dans le « soft » Le circuit limiteur commence à apporter sa contribution. Tenant compte de toutes les mesures prises. En conséquence, la distorsion d'un amplificateur en état de marche ne dépasse pas 0.002 %. ce qui est inférieur aux limites de mesure de la plupart des instruments de mesure, et également inférieur à la distorsion et au bruit de la plupart des générateurs. La plage dynamique de la plupart des analyseurs de spectre ne dépasse pas non plus 90 dB. ou 0.003%. Par conséquent, la mesure directe des distorsions non linéaires et d'intermodulation de tels amplificateurs à l'aide de moyens standards est pratiquement impossible.

La solution généralement admise dans une telle situation consiste à utiliser une technique similaire à celle utilisée pour tester les générateurs. Le signal de fréquence fondamentale à la sortie de l'appareil testé est atténué par un filtre coupe-bande et un analyseur de spectre est utilisé pour extraire les harmoniques et les composantes combinatoires du bruit à large bande. Cependant, cela pose le problème lié à l'influence du filtre coupe-bande sur les caractéristiques du dispositif testé. Dans le cas d'un UMZCH, qui a une impédance de sortie faible (et assez linéaire !) même sans OOS général et un filtre avec une impédance d'entrée élevée, lors de l'utilisation d'appareils certifiés (par exemple, un filtre du kit générateur GZ-118 ), cette influence peut être négligée.

Ensuite, un analyseur de spectre est requis pour les mesures. En raison de l'utilisation généralisée des PC. équipés de cartes son, nombre d'auteurs insuffisamment attentifs recommandent d'utiliser des logiciels d'analyse de spectre (SpectraLab, etc.). Cela ignore le fait que la gamme de fréquences de l'ADC des cartes son ne dépasse pas 22 kHz. ceux. à des fréquences de signal supérieures à 11 kHz, même la deuxième harmonique dépasse la bande passante de la carte.

Pour évaluer rapidement les distorsions, vous pouvez procéder comme suit. Un filtre passe-bas avec une fréquence de coupure de 200...250 kHz puis un filtre coupe-bande préconfiguré inclus dans le kit générateur sont connectés à la sortie de l'UMZCH. Ensuite, un signal provenant d'un générateur avec de faibles distorsions non linéaires, par exemple, est fourni à l'entrée de l'amplificateur. GZ-118 ou GS-50 (0.0002 % à 10 kHz), et le signal à la sortie du filtre coupe-bande est observé avec un oscilloscope très sensible.

Le filtre passe-bas est nécessaire pour réduire le niveau de bruit afin que les produits de distorsion soient visibles. Néanmoins, dans la copie de l'auteur, les produits de distorsion se sont révélés indiscernables sur le bruit de fond jusqu'au tout début du fonctionnement du limiteur « doux », même à une fréquence de 20 kHz.

Réponses aux questions

1. Qu'est-ce qui cause la complexité accrue de l'amplificateur ?

Cet amplificateur de puissance utilise presque tous les composants supplémentaires : un filtre d'entrée, des dispositifs de limitation douce, de démarrage progressif, de protection et d'indication. Cette approche est typique des amplificateurs professionnels.

2. Quelle conception lui a servi de prototype ?

Le prototype de cet UMZCH (ainsi qu'un certain nombre d'autres modèles populaires à l'époque) est un amplificateur dont la description a été publiée dans le numéro 14 de 1977 de la revue "Radio. Fernsehen, Elektronik" (Wiederhold M. "Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungversstrker" ). En figue. La figure 1 montre son schéma fonctionnel. Un ampli-op est utilisé comme préamplificateur. suivi d'un amplificateur constitué d'un émetteur suiveur sur le transistor VT2 et des transistors VT1, VT3 (connectés selon le circuit avec OB). Les inconvénients de cet UMZCH incluent l'utilisation de circuits résistifs à diodes non linéaires pour régler le courant de repos de l'étage de sortie et l'utilisation d'un ampli-op qui souffre d'un "pas" - (μA709 - analogue du K153UD1). De plus, la correction en fréquence de cet amplificateur n'est pas optimale.

Un autre UMZCH avec une structure d'amplificateur cascode similaire, décrit par V. Kletsov (« Amplificateur basse fréquence à faible distorsion. » - Radio. 1983. N° 7. pp. 51 - 53), se distingue par l'absence d'un op- amp dans le circuit de signal (Fig. 2) et l'apparition d'une diode Zener VD1 pour l'adaptation de niveau. L'utilisation d'une simple cascade différentielle, et même avec une prise de signal asymétrique, a conduit à une forte influence du circuit d'alimentation +Upit1. Il convient de noter ici que l'utilisation d'étages d'entrée discrets utilisant des circuits connus plus complexes peut être justifiée et conduire à des résultats intéressants.

Le prochain devrait être appelé « UMZCH de haute fidélité » par N. Sukhov (Radio, 1989. N° 6. pp. 55 - 57 : N° 7. pp. 57-61). Le schéma fonctionnel de ce PA est présenté sur la Fig. 3.

L'utilisation d'un ampli opérationnel relativement linéaire a réduit le niveau de distorsion (au moins aux basses fréquences) d'au moins un ordre de grandeur par rapport aux conceptions réalisées à l'aide de solutions de circuits traditionnelles. Dans le même temps, l'intégrateur de l'ampli-op dans le circuit OOS à courant continu du PA, qui est essentiellement utile, est connecté à l'une des bornes du circuit d'équilibrage de l'ampli-op DA1, ce qui entraîne une violation de la symétrie de son étage d'entrée. L'utilisation de deux diodes au lieu de trois dans le circuit de polarisation du transistor VT7 (comme dans le prototype de la figure 1) a augmenté la non-linéarité de l'amplificateur cascode et le manque de mesures pour empêcher les transistors de l'amplificateur de tension d'entrer dans le quasi- Le mode saturation a forcé la correction de fréquence à « sonner la trompette ». En conséquence, les caractéristiques dynamiques de cet UMZCH se sont révélées loin d’être potentiellement possibles. Un composant intéressant de cet amplificateur était le compensateur de résistance des fils de connexion dans le circuit de charge, qui était auparavant principalement utilisé dans les équipements de mesure.

A noter que l'amplificateur de N. Sukhov (puis l'amplificateur de S. Ageev) ​​​​ont utilisé des solutions de circuit réussies proposées par P. Zuev (« Amplificateur avec OOS multi-boucles. » - Radio. 1984. N° 11. pp. 29 - 32. p.42, 43). Il s'agit d'une protection « déclencheuse » efficace contre la surcharge de courant (en particulier lorsqu'un courant traversant se produit), réalisée sur les transistors VT3 - VT6, VT15 (Fig. 3). et un filtre d'entrée qui limite l'exposition de l'amplificateur aux interférences hors bande.

Notez que dans aucune des conceptions ci-dessus, à l'exception de la conception de S. Ageev, il n'y a de protection en tenant compte de la zone de fonctionnement sûre (ROA) des transistors de sortie. Ceci est important car lorsqu'ils fonctionnent sur une charge réelle, les trajectoires des points de fonctionnement des transistors de sortie dans ces conceptions dépassent largement les limites de l'OBR. ce qui réduit fortement leur fiabilité.

Le schéma fonctionnel de l'UMZCH de S. Ageev est donné dans "Radio", 1999, n° 10. p. 16. Un amendement : le transistor supérieur VT6 dans le schéma fonctionnel doit être désigné VT8.

Notez que les caractéristiques réelles et le « comportement » de l'amplificateur lorsqu'il fonctionne avec une charge réelle sont déterminés par le degré d'élaboration des « petites choses » du circuit, la correction de fréquence et la mise en œuvre de la conception. Ainsi, une forte augmentation de la linéarité de l'amplificateur de tension est assurée à la fois par la symétrie du circuit et par une augmentation de la tension d'alimentation. L'alimentation séparée de l'étage de sortie améliore considérablement l'utilisation de la tension, augmente la puissance de sortie réalisable et facilite le fonctionnement des transistors de sortie. La réduction du courant maximum circulant dans chaque transistor de sortie a permis d'éviter une forte baisse de leur gain de courant (la baisse du coefficient de transfert de courant de base h21e dans KT818 et KT819 commence à un courant de collecteur supérieur à 1 A) et de maintenir la linéarité du étage de sortie.

La répartition de la correction de fréquence dans l'amplificateur est proche de l'optimale, ce qui a permis d'améliorer ses caractéristiques dynamiques d'un ordre de grandeur, et la profondeur du feedback aux fréquences plus élevées de la gamme audio de deux ordres de grandeur par rapport au meilleur prototype . En modifiant la source de polarisation initiale, la stabilité thermique de l'amplificateur est assurée. La suppression de l'effet de détection des signaux RF est obtenue en équilibrant la structure, en introduisant des résistances en série avec des condensateurs de correction et en introduisant des condensateurs entre les bases des transistors de l'étage de sortie pour assurer son équilibrage dynamique. L'amplificateur utilise également un circuit RLC spécialement conçu en sortie et un dispositif de protection prenant en compte l'OBR. et les amplificateurs opérationnels sont utilisés dans la connexion inverseuse.

La conception de l'amplificateur, bien qu'assez complexe, répond pleinement à la tâche consistant à obtenir des déphasages minimaux et un rayonnement parasite de l'étage de sortie.

Augmenter la linéarité d'origine (sans OOS), améliorer les propriétés de vitesse et l'OOS à large bande améliore toujours les amplificateurs, et les examens « auditifs » le confirment.

3. Publiez le schéma d'interconnexion complet des nœuds et des cartes d'amplification.

Un schéma complet des interconnexions de l'amplificateur est illustré à la fig. quatre.

4. Comment réduire la puissance de sortie d’un amplificateur et le simplifier sans dégrader ses paramètres ?

Pour réduire la puissance de l'amplificateur à 60...80 W sous une charge de 4 Ohms, il suffit de réduire le nombre de transistors dans l'étage de sortie, de réduire la tension d'alimentation de l'étage de sortie à ±28...± 30 V et la tension d'alimentation de l'amplificateur de tension - en conséquence de ±40... ±43 V. Pour les transistors domestiques, l'étage de sortie optimal est de 5 à 6 pièces. KT818-KT819 avec index V. G ou 2 - 3 pcs. KT8101-KT8102 par épaule en phase finale, 4 pcs. KT639 (avec indices D, E) - KT961 (avec indices A. B) par bras dans le deuxième étage, ainsi que deux KT9115 (avec indices A. B) et KT602B (ou 6M) dans le premier étage de l'étage de sortie .

Résistances dans le circuit émetteur KT818-KT819 - résistance 0.6...0,7 Ohm (deux en parallèle, 1,2...1,5 Ohm chacune) avec un courant de repos de 90...100 mA par transistor, pour KT8101 - KT8102 - 0.3. ..0.4 Ohm (trois en parallèle, 1...1.2 Ohm chacun) avec un courant de repos d'environ 200 mA par transistor.

Courant de repos KT639-KT961 - 65...70 mA chacun (R82 - R855 - résistance 18...22 Ohms), courant de repos KT9115/KT602 - 15 mA chacun (R76. R77 - non 180...200 Ohms).

Diodes dans les émetteurs VT16-VT19 (voir "Radio". 2000. N°4) - KD521, KD522, KD510 avec n'importe quel indice.

Comme déjà mentionné dans l'article de S. Ageev, si possible, l'utilisation de transistors importés est recommandée (voir "Radio", 2000, n° 5, p. 23). L'auteur recommande les transistors 9115SA2 au lieu du KT1380. KT969 doit être remplacé par KT602BM ou 2SC3502. Pour l'option 60...80 W avec une alimentation de 28...31 V, dans le premier étage de l'étage de sortie, une paire de transistors avec un courant de repos d'environ 20 mA (classé R76 - 130-150 Ohms ) suffit, dans la deuxième étape - 2 pcs. sur le bras 2SB649 et 2SD669 ou 2SA1249 et 2SC3117 avec un courant de repos de 80...90 mA (nominal R82, R83 - 13 - 15 Ohms). En sortie, une paire de 2SA1216/2SC2922 avec des résistances dans les émetteurs avec une résistance de 0,2 ... 0,25 Ohms et un courant de repos d'environ 200 mA suffit, cependant, il est préférable (mais plus cher) d'installer deux paires de 2SA1215 et 2SC2921 avec des résistances de 0,3 Ohms. avec un courant de repos d'environ 120 mA par paire.

Condensateurs de filtrage de tension d'alimentation 28...30 V - 6 pcs. avec une capacité de 4700 uF à 35 V dans chaque bras. Diodes de redressement - KD213 avec n'importe quelle lettre d'index.

Lorsque vous câblez vous-même la carte PA, vous devez porter une attention particulière à minimiser les inductances parasites des circuits de puissance et du fil commun de l'étage de sortie puissant.

(cliquez pour agrandir)

5. Quelles sont la réponse en fréquence et la réponse en phase de l'amplificateur ?

La réponse en fréquence du PA lui-même (sans filtres) s'étend du courant continu à 3.5...4 MHz (au niveau -ZdB). La bande de fonctionnement OOS est un peu plus large en raison de l'action des condensateurs élévateurs connectés en parallèle avec les résistances OOS. Le déphasage du PA dans la bande de fréquence audio est d'une fraction de degré.

6. Quelle est la raison d'utiliser un système d'exploitation aussi "ancien" ?

La chose est. que selon ses caractéristiques, l'ampli op KR140UD1101 est bien mieux adapté à une utilisation en UMZCH que tout autre.

Premièrement, la réponse en fréquence de cet ampli-op possède une paire pôle-zéro supplémentaire, ce qui vous permet d'augmenter considérablement le produit effectif du gain par bande. Dans un amplificateur entièrement corrigé, sa valeur est d'environ 50x103 à une fréquence de 100 kHz et la fréquence de gain unité est d'environ 15 MHz. C'est cette circonstance (trois fois le gain de boucle qu'avec une correction unipolaire standard) qui améliore considérablement la capacité de cet ampli opérationnel à corriger les erreurs introduites par d'autres éléments.

Deuxièmement, le temps pendant lequel l'ampli-op sort de la limitation ne dépasse pas 200 ns. il évite notamment l'excitation de l'UMZCH lors des surcharges. Un autre avantage est l'excellente utilisation de la tension d'alimentation. Les faibles courants d'entrée et la capacité (inférieure à 2 pF), le gain CC élevé et la très haute linéarité sur une large bande de fréquences sont également importants.

Les déclarations parfois rencontrées concernant une non-linéarité ou une asymétrie significative (par rapport à d'autres amplis opérationnels) des caractéristiques de transfert du LM318 (KR140UD1101) ne trouvent pas de confirmation expérimentale. Au contraire, grâce au feedback local profond et au courant de repos relativement important, les distorsions intrinsèques de cet ampli-op sans feedback. en particulier à RF ou sous charge, sont inférieurs à la plupart des amplis opérationnels à usage général. L'asymétrie des taux maximaux de montée et de descente (dépassant généralement 75 V/μs) dans une connexion inverseuse ne dépasse pas 15 %. De plus, le processus transitoire conserve sa forme et sa symétrie jusqu'à des taux de montée et de descente de 50...60 V/µs (65...75 % du maximum). Cette dernière propriété n'est pas courante et indique une linéarité dynamique élevée.

La densité spectrale du bruit EMF pour le KR140UD1101 à une fréquence de 1 kHz est. 13.. 16 nVDTz, le bruit de scintillement est faiblement exprimé (fréquence de coupure d'environ 100 Hz). La densité de courant de bruit spectral aux moyennes fréquences ne dépasse pas 0.4 pA/uTz. ce qui permet l'utilisation de résistances à résistance relativement élevée dans les circuits OOS. Le K574UD1, recommandé par un certain nombre d'auteurs, est inférieur à tous égards - depuis la plage de linéarité d'entrée (0.5 V contre 0.6 V) et la bande passante en mode gain unitaire (0,8...5 MHz contre 6...16 MHz ) aux caractéristiques statiques (tension de décalage, dérive, etc.). La densité spectrale du bruit EMF uK18UD574 (1...14 nVD'Hz à 20 kHz) est au mieux la même. comme KR1UD140.

Quant à la vitesse de montée et à la fréquence de gain unitaire (50 V/µs et 10 MHz), pour le K574UD1 elles sont données en raccordement non corrigé, alors qu'il est stable (selon les spécifications) avec un coefficient de transmission d'au moins 5. C'est pas mieux que le LF357 commun (KR140UD23). Après correction du gain unitaire, le K574UD1 présente une marge de stabilité minimale ne dépassant pas 5...6 MHz et une vitesse de montée d'environ 25 V/µs. La fréquence de gain unitaire dans la boucle de rétroaction pour l'UMZCH dans son ensemble dans le cas de l'utilisation du K574UD1 ne peut pas être supérieure à 2,5...3 MHz en raison du déphasage relativement important en HF (c'est-à-dire le retard du signal) introduit par l'ampli-op. Par conséquent, la profondeur du feedback à des fréquences de dizaines de kilohertz lors de l'utilisation du K574UD1 est d'un ordre de grandeur inférieur à celui du KR140UD1101, et en conséquence supérieure à la distorsion et à l'UMZCH en général.

Parmi les amplificateurs opérationnels étrangers modernes, il en existe de nombreux supérieurs au KR140UD1101 (LM318) dans certains paramètres. Cependant, il n'existe toujours pas de paramètres sensiblement meilleurs dans l'ensemble de la gamme de paramètres, et c'est pourquoi personne n'arrête la production du LM318 à l'étranger.

Quant aux meilleurs amplis opérationnels existants. Malgré les prix et la rareté, l'auteur recommande le LT1 ou le HA4 comme DA1468 et DA5221. et comme DA3 - AD842. cependant, lors de l'utilisation de l'AD842, il est nécessaire de modifier considérablement les circuits de correction UMZCH. À propos, le gain en profondeur OOS lors de l'utilisation de l'AD842 en combinaison avec les meilleurs transistors importés ne dépasse pas 6...8 dB. le gain en termes de propriétés fréquentielles de l'UMZCH est de 30...40 %. C'est beaucoup, et l'essentiel est que ces améliorations soient presque invisibles à l'oreille.

7. Pourquoi des transistors de sortie nationaux sont-ils utilisés dans l'amplificateur, alors que les transistors importés sont meilleurs en termes de paramètres ?

L'auteur est parti de la condition d'accessibilité des dispositifs semi-conducteurs utilisés dans l'amplificateur. En effet, les inconvénients des transistors domestiques utilisés se manifestent notamment par la limitation de la puissance de l'amplificateur et la nécessité de connecter en parallèle un grand nombre de transistors pour assurer une fiabilité garantie. Soit dit en passant, l'élément le plus faible n'est pas la sortie, mais les transistors de pré-sortie (KT639E).

Pourtant, selon l'auteur. 100 W de puissance non déformée avec une charge d'amplificateur complexe à la maison suffisent amplement. De plus, la plupart des routes et des amplificateurs importés n'en sont pas non plus capables. Par exemple, le modèle « Symphonic Line RG-9 Mk3 » (2990$). qui a reçu de très bonnes notes dans la presse étrangère (selon le magazine "Audio Store"), avec une puissance déclarée de 300 W sous une charge de 8 Ohms, sur un signal sonore d'une fréquence de 50 Hz il délivre effectivement sans distorsion ( K - pas plus de 0.1%) une puissance qui ne dépasse pas 70 W avec une résistance purement active de 8 Ohms, environ 95 W sous 4 Ohms, et encore moins avec une charge complexe. Par conséquent, notons encore une fois que si l'on souhaite réduire la puissance d'un UMZCH ultra-linéaire, il est conseillé de réduire les tensions nominales de son alimentation, tandis que l'on peut également réduire le nombre de transistors dans l'étage de sortie.

Comme l'ont montré des études spécialement menées, l'étage de sortie de connexion parallèle de huit transistors domestiques n'est pas inférieur en distorsion à la version 120 W de l'étage de sortie utilisant les meilleurs transistors importés existants - dans le premier étage 2SA1380 et 2SC3502, deux par bras 2SB649 et 2SD669. et la sortie est 2SA1215 et 2SC2921. également deux par épaule. De plus, l'option utilisant un plus grand nombre de transistors de sortie a permis une commutation « plus douce » des bras, tandis qu'une absence totale de distorsion « de commutation » a été observée. Quant aux caractéristiques de vitesse, les oscillogrammes démontrent l'excellente linéarité dynamique de l'amplificateur (voir article dans Radio, 2000. N°6). filmé spécifiquement sur l'unité UMZCH avec des transistors nationaux puissants.

Il convient de noter que l'utilisation de transistors importés réduit bien entendu la complexité de l'installation de l'amplificateur et, avec la modification des circuits de correction, améliore les caractéristiques de vitesse de 30 à 40 %. Cependant, cela n'affecte pratiquement pas la qualité du son.

8. Lors de la mesure du coefficient de transfert de courant de la base des transistors KT819G, la valeur h21e = 400 a été obtenue, et pour KT818G - 200. Est-ce trop pour eux ?

Oui, c'est trop. Les valeurs h21e = 100...160 à un courant de 100 mA sont toujours acceptables, mais plus de deux cents ne sont pas souhaitables. Malheureusement, il existe des transistors avec h21e jusqu'à 500. Ils sont extrêmement peu fiables et présentent une diminution notable du coefficient de transfert de courant de base même à un courant de collecteur supérieur à 1 A. Il est préférable d'utiliser les transistors KT818G et KT819G produits plus tard. qu'au milieu de 1997 - leurs paramètres sont généralement meilleurs.

9. Est-il possible d'utiliser des transistors des séries KT8101 et KT8102 dans l'étage de sortie comme analogues mentionnés dans l'article 2SA1215, 2SC2921 ?

Le problème est. que parmi les transistors de ce type achetés sur les marchés, il existe de nombreux défauts, dont l'OBR. Les paramètres électriques permettent d'installer ces transistors dans l'étage de sortie à raison de quatre ou cinq maximum par bras en raison de la capacité importante de leurs jonctions - deux fois celle du KT818. KT819. Si les transistors sont de bonne qualité, leur utilisation dans un amplificateur est tout à fait acceptable

10. Qu'est-ce qui explique l'utilisation de transistors coûteux KT632B et KT638A dans UMZCH?

Premièrement, des versions bon marché sont également disponibles à la vente, mais "en plastique* (par exemple, KT638A1). Deuxièmement, selon l'auteur de l'article, ce sont les seuls transistors domestiques complémentaires adaptés aux amplificateurs avec une tension d'alimentation supérieure à ±40 V. " À propos, la linéarité de leurs caractéristiques de sortie est très élevée et la résistance de volume du collecteur est faible. Les transistors importés 2N5401 et 2N5551 sont un peu moins bons à cet égard, mais ils peuvent être utilisés (en tenant compte de la différence de brochage ). Les transistors KT6116A et KT6117A peuvent être recommandés en remplacement.

11. Devez-vous apporter des modifications à l'amplificateur si vous utilisez des condensateurs à oxyde de plus grande capacité dans les circuits de puissance - 15000 XNUMX uF chacun, en les installant à côté de la carte PA ?

Dans ce cas, vous devez installer sur la carte des condensateurs "haute fréquence" à l'oxyde (par exemple, 6 à 10 morceaux de K73-17 d'une capacité de 4,7 F à 63 V) et des chaînes RC d'amortissement de deux à quatre condensateurs à oxyde connectés en parallèle d'une capacité totale de 1000 2200 à 63 1 uF à 0.5 V et une résistance série d'une résistance de 71 Ohm 46 W pour supprimer la résonance avec les fils d'alimentation (ils doivent être torsadés). Attention : Avec la vitesse et le courant fournis par cet amplificateur, tout changement de conception significatif nécessitera un réajustement des circuits de correction (RXNUMX, CXNUMX) pour optimiser la réponse transitoire.

12. Spécifiez la tension et le courant des enroulements secondaires du transformateur T2.

Le courant dans les enroulements du transformateur de puissance peut être considéré comme une crête ou une sinusoïdale équivalente. Lors du calcul d'un transformateur fonctionnant sur un redresseur avec un filtre capacitif, il est nécessaire de prendre en compte le courant de crête, car c'est lui qui détermine la chute de tension aux bornes des enroulements. Les fabricants pensent généralement au courant avec une charge résistive, dont la valeur de crête est beaucoup plus faible - par conséquent, pour les transformateurs industriels, à même puissance, la résistance de l'enroulement est surestimée. C'est pour cette raison que l'article présentait les valeurs de résistance du bobinage, et non de courant. Dans d'autres options de conception pour les transformateurs de puissance, la résistance des enroulements peut être déterminée de manière assez précise en fonction de la longueur et de la section estimées du fil.

Pour la version amplificateur avec une tension d'alimentation de l'étage de sortie de 32 V, la tension en circuit ouvert sur les enroulements doit être de 23...24 V rms, le courant maximum de l'enroulement secondaire en impulsion (avec un courant de sortie de l'amplificateur de 7 A à une fréquence de 20 Hz) est de 32...37 A, dans ce cas, la réduction de tension sous charge ne doit pas dépasser 2...3 V. Les exigences pour les enroulements restants sont définies dans l'article.

13. Quelles sont les caractéristiques de la mise sous tension d'un amplificateur en mode circuit pont afin d'augmenter la puissance de sortie ?

Lors du pontage de deux amplificateurs, il est logique d'apporter les modifications suivantes.

Tout d'abord, vous devez combiner l'alimentation ±40 V et les fils communs des deux amplificateurs en un faisceau de sept fils étroitement torsadés d'une section d'au moins 1 mm2 chacun, comme indiqué sur la Fig. 1. La disposition particulière des conducteurs permet de minimiser l'inductance parasite de la connexion. La combinaison de circuits d'alimentation puissants vous permet de doubler la capacité effective des condensateurs de filtrage et de réduire la résistance équivalente du redresseur en utilisant les deux moitiés de l'alimentation tout en amplifiant chaque demi-onde du signal. Une condition nécessaire est que les enroulements secondaires du transformateur de puissance T1 soient séparés pour chaque canal (il est préférable de les enrouler avec un seul faisceau de câbles) afin d'éliminer le courant d'égalisation entre les redresseurs et le courant de compensation dans le fil commun du transformateur de puissance TXNUMX. harnais.

Deuxièmement, il est nécessaire de réduire la tension d'alimentation de l'étage de sortie de ±40 à ±32 V, ce qui facilitera les conditions de fonctionnement de ses transistors, leur permettant de fonctionner en pont avec une charge de 4 Ohm sans perturber l'OBR. De plus, une tension plus faible permettra l'utilisation de condensateurs d'une tension de fonctionnement de 35 V de plus grande capacité (avec les mêmes dimensions).

Troisièmement, ils excluent l'ampli op DA4 et les circuits qui lui sont associés.

14. Quelle doit être l'impédance de la source pour que le filtre d'entrée de l'amplificateur fonctionne correctement ?

Le prototype de cet amplificateur avait un étage supplémentaire avec une entrée symétrique et ne nécessitait pas de source de signal à faible impédance. Cependant, même sans une telle cascade, avec une résistance de sortie de la source de signal inférieure à 3 kOhm, les changements dans la réponse en fréquence du filtre d'entrée sont très insignifiants,

15. Comment réaliser une entrée d'amplificateur symétrique sans perdre la qualité de la reproduction sonore ?

Une variante du circuit en cascade avec une entrée symétrique est illustrée à la fig. 2.

Par rapport au KR140UD1101 ou LM318. indiqué dans le schéma, l'utilisation d'amplis opérationnels populaires parmi les audiophiles (LT1028, LT1115, AD797. OPA627, OPA637, OPA604. OPA2604, etc.) dans des conditions réelles, par exemple en présence d'interférences RF, donne souvent de pires résultats . Parmi les amplis opérationnels testés, l'AD842 fonctionne le mieux, mais cette puce semble désormais abandonnée. Notez qu'en raison du courant d'entrée important de cet ampli-op, la résistance des résistances en cascade doit être réduite plusieurs fois.

16. Que peut-on recommander pour un UMZCH ultra-linéaire comme préamplificateur ? Quel préamplificateur l'auteur a-t-il utilisé ?

L'entrée UMZCH est conçue pour une connexion directe au lecteur CD WADIA. ayant une tension de sortie maximale de 2 V (d'ailleurs, un magnétophone DAT a également un niveau similaire). Le niveau du signal qu'il contient est réglé par un DAC avec une fonction de régulateur (et le réglage est combiné - à la fois en « numérique » et « analogique » - en modifiant la tension de référence). Dans un lecteur à deux blocs, un régulateur à commande numérique a moins de bruit de modulation qu'une résistance variable.

Parmi les lecteurs CD relativement courants, nous pouvons recommander les modèles SONY XA30ES, XA50ES et TEAC-X1. Les lecteurs SACD ont également fait leurs preuves. Au lieu d'un préamplificateur, l'auteur a utilisé un simple interrupteur avec des relais Reed.

Lors de la conception d'un UMZCH superlinéaire, nous vous recommandons d'utiliser des commandes de volume avec atténuation discrète. En dernier recours, vous pouvez mettre une résistance variable d'une résistance de 10 kOhm à l'entrée de l'amplificateur. De plus, il doit être connecté après le condensateur C1. de sorte que la fréquence de coupure du filtre passe-haut d'entrée. formé par Cl et l'activation parallèle du régulateur et de R1, était minime à faible volume et maximum à volume élevé.

17. Comment puis-je réduire temporairement la puissance de sortie (sensibilité) ?

Pour introduire le mode « 20 dB » (« silencieux »), le moyen le plus simple est d'introduire une résistance et un relais « d'extinction » supplémentaires dans le circuit d'entrée (RES-49 ou RES-55, RES-60, RES-80, RES -81, RES-91 et etc.) avec des contacts normalement fermés connectés en parallèle avec cette résistance. L'ouverture des contacts entraîne une diminution du niveau. Les contacts doivent être plaqués or (consulter les fiches techniques des relais). D'autres relais Reed, également dotés de contacts plaqués or, fonctionneront également. Le relais doit être alimenté avec une tension constante avec un faible niveau d'ondulation, sinon un fond de courant alternatif est possible.

18. Dans les appareils électroniques à large bande, les gros condensateurs à oxyde sont généralement contournés par des condensateurs en céramique. Est-il donc intéressant de prévoir des condensateurs CMS sur la carte ?

Des mesures spécialement effectuées ont montré que lorsque des condensateurs à oxyde de qualité standard (Samsung, Jamicon, etc.) sont entièrement installés sur la carte, l'introduction de condensateurs céramiques supplémentaires ne modifie pratiquement pas l'impédance des bus de puissance dans la gamme de fréquences jusqu'à 20 MHz. , et les caractéristiques transitoires de l'amplificateur ne changent pas non plus. Les condensateurs CMS (pour montage en surface) avec une tension de 63 V sont rares, ils sont généralement de 50 V. Il faut garder à l'esprit qu'une grande carte se déforme lors de l'installation, ce qui peut entraîner des fissures dans ces condensateurs.

littérature

1. Ageev S. L'UMZCH devrait-il avoir une faible impédance de sortie ? - Radio, 1997, n°4, p. 14-16.
2. Vitushkin A., Telesnin V. Stabilité de l'amplificateur et son naturel. - Radio, 1980, n° 7, p. 36, 37.
3. Sukhov N. UMZCH haute fidélité. - Radio, 1989, n° 6, p. 55-57 ; n° 7, p. 57-61.
4. Alexander M. Un amplificateur de puissance audio à rétroaction de courant. 88e Congrès de l'Audio Eng. Society, réimpression n° 2902, mars 1990.
5. Wiederhold M. Neuartige Konzeption fur einen HiFi-Leistungsfersterker. - Radio fernsehen elektronik, 1977, H.14, s. 459-462.
6. Akulinichev I. UMZCH avec OOS à large bande. - Radio, 1989, n° 10, p. 56-58.
7. Technique Baxandal PJ pour afficher la capacité de sortie de courant et de tension des amplificateurs et la relier aux demandes des haut-parleurs. -JAES, 1988, vol. 36, p. 3-16. 17.
8. Polyakov V. Réduire le champ de fuite des transformateurs. - Radio, 1983, n°7, p. 28, 29.
9. Théorie ECAP. - Publié par EvoxRifa Co., 1997.
10. Connecteurs populaires de production étrangère. - Radio, 1997, n° 4, p. 60.
11. Connecteurs populaires fabriqués à l’étranger. - Radio. 1997, n° 9, p. 49-51.

Auteur : S. Ageev, Moscou

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Cuir artificiel pour émulation tactile 15.04.2024

Dans un monde technologique moderne où la distance devient de plus en plus courante, il est important de maintenir la connexion et un sentiment de proximité. Les récents développements de la peau artificielle réalisés par des scientifiques allemands de l'Université de la Sarre représentent une nouvelle ère dans les interactions virtuelles. Des chercheurs allemands de l'Université de la Sarre ont développé des films ultra-fins capables de transmettre la sensation du toucher à distance. Cette technologie de pointe offre de nouvelles opportunités de communication virtuelle, notamment pour ceux qui se trouvent loin de leurs proches. Les films ultra-fins développés par les chercheurs, d'à peine 50 micromètres d'épaisseur, peuvent être intégrés aux textiles et portés comme une seconde peau. Ces films agissent comme des capteurs qui reconnaissent les signaux tactiles de maman ou papa, et comme des actionneurs qui transmettent ces mouvements au bébé. Les parents touchant le tissu activent des capteurs qui réagissent à la pression et déforment le film ultra-fin. Ce ...>>

Litière pour chat Petgugu Global 15.04.2024

Prendre soin de vos animaux de compagnie peut souvent être un défi, surtout lorsqu'il s'agit de garder votre maison propre. Une nouvelle solution intéressante de la startup Petgugu Global a été présentée, qui facilitera la vie des propriétaires de chats et les aidera à garder leur maison parfaitement propre et bien rangée. La startup Petgugu Global a dévoilé des toilettes pour chats uniques qui peuvent automatiquement chasser les excréments, gardant votre maison propre et fraîche. Cet appareil innovant est équipé de divers capteurs intelligents qui surveillent l'activité des toilettes de votre animal et s'activent pour nettoyer automatiquement après utilisation. L'appareil se connecte au réseau d'égouts et assure une élimination efficace des déchets sans intervention du propriétaire. De plus, les toilettes ont une grande capacité de stockage jetable, ce qui les rend idéales pour les ménages comptant plusieurs chats. La litière pour chat Petgugu est conçue pour être utilisée avec des litières solubles dans l'eau et offre une gamme de ...>>

L’attractivité des hommes attentionnés 14.04.2024

Le stéréotype selon lequel les femmes préfèrent les « mauvais garçons » est répandu depuis longtemps. Cependant, des recherches récentes menées par des scientifiques britanniques de l’Université Monash offrent une nouvelle perspective sur cette question. Ils ont examiné comment les femmes réagissaient à la responsabilité émotionnelle des hommes et à leur volonté d'aider les autres. Les résultats de l’étude pourraient changer notre compréhension de ce qui rend les hommes attrayants aux yeux des femmes. Une étude menée par des scientifiques de l'Université Monash aboutit à de nouvelles découvertes sur l'attractivité des hommes auprès des femmes. Dans le cadre de l'expérience, des femmes ont vu des photographies d'hommes avec de brèves histoires sur leur comportement dans diverses situations, y compris leur réaction face à une rencontre avec une personne sans abri. Certains hommes ont ignoré le sans-abri, tandis que d’autres l’ont aidé, par exemple en lui achetant de la nourriture. Une étude a révélé que les hommes qui faisaient preuve d’empathie et de gentillesse étaient plus attirants pour les femmes que les hommes qui faisaient preuve d’empathie et de gentillesse. ...>>

Nouvelles aléatoires de l'Archive Caméra Xiaomi Mi PTZ pour hoverboard 20.11.2017 Xiaomi a lancé la caméra Mi PTZ, qui est spécialement conçue pour être utilisée sur le scooter électrique Mi Ninebot Plus. La caméra Xiaomi Mi PTZ est équipée d'un système de stabilisation optique à trois axes, d'un objectif avec un angle de vision de 104 degrés, elle peut enregistrer des vidéos avec une résolution de 1920 x 1080 pixels. Vous pouvez fixer la caméra sur le scooter à différents angles (0, 90, 180, 270 degrés), la caméra vous permet d'enregistrer des vidéos lentes et rapides, et peut également diffuser le flux vidéo sur l'écran du smartphone en temps réel et transférer le matériaux enregistrés à l'aide de l'application appropriée. La nouveauté est proposée au prix de 225 dollars.

Autres nouvelles intéressantes :

▪ Smartphone modulaire innovant de Google

▪ Caméras frontales pour smartphones 1080p, 60fps

▪ Densité d'enregistrement des puces DDR5 24 Gbps

▪ Nouvelle technologie pour refroidir les choses avec des ions

▪ catapulte laser

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Matériaux intéressants de la bibliothèque technique gratuite :

▪ Section Palindromes du site. Sélection d'articles

▪ article Histoire des temps modernes. Lit de bébé

▪ article Pourquoi mange-t-on ? Réponse détaillée

▪ Calculateur d'articles. Description de l'emploi

▪ article Ciment - mastic pour l'aquarium. Recettes et astuces simples

▪ article Lignes de transmission aériennes avec une tension jusqu'à 1 kV. Dimensions, intersections et convergence. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

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