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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Application des relais optoélectroniques statiques de moyenne puissance. Donnée de référence
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Les références L'article présente certaines caractéristiques des relais optoélectroniques de moyenne puissance produits par Proton-Impulse JSC. Les informations fournies seront utiles à tous les lecteurs qui utilisent ou développent divers commutateurs à thyristors et transistors de circuits de puissance. Le tableau donne une idée du système de désignation et de la nomenclature des relais fabriqués.
Des informations plus détaillées à leur sujet peuvent être trouvées sur le site Web du fabricant. . Tous les relais optoélectroniques peuvent être divisés en deux groupes principaux : courant alternatif avec éléments de puissance à base de triacs et de thyristors, courant continu unipolaire et bipolaire avec transistors IGBT ou MOS dans les circuits de puissance. Leur différence fondamentale est que les relais AC se caractérisent par une contrôlabilité partielle - une coupure dans le circuit de puissance ne se produit toujours qu'à courant nul. Cela offre certains avantages aux charges inductives en éliminant les surtensions qui se produisent lors de la mise hors tension. Il est très difficile d'utiliser de tels relais dans des circuits à courant continu. Mais les relais DC bipolaires sont capables de commuter le courant alternatif. L'un des critères de choix d'un relais pour une application spécifique peut être la puissance dissipée par son élément de puissance. Lorsqu'ils fonctionnent dans des circuits à courant alternatif avec une tension de 220...380 V et des courants supérieurs à plusieurs ampères, les thyristors sont 3...5 fois meilleurs que les IGBT dans cet indicateur. Le rapport entre la puissance dissipée par l'IGBT et le transistor MOS est approximativement égal à la valeur numérique du courant en ampères. RELAIS CA Parmi les relais à thyristors, il existe des relais monophasés normalement fermés et normalement ouverts pour un courant de 1...100A ; triphasé normalement ouvert pour courant 10... 100 A ; monophasé, biphasé et triphasé réversible pour courant 10...40 A avec protection intégrée contre les courts-circuits entre phases et l'inversion instantanée ; double pour un courant de 1 A ou plus avec contrôle indépendant, avec et sans point de sortie commun. La classe de relais pour la tension de claquage de sortie peut aller du quatrième (pas moins de 400 V) au douzième (pas moins de 1200 1500 V), et la valeur maximale admissible de la tension d'isolement entre les circuits porteurs de courant d'entrée et de sortie et le dissipateur thermique. est de 4000 XNUMX ou XNUMX XNUMX V. Les relais avec l'indice TM assurent le contrôle de la phase zéro de la tension commutée (ils s'allument uniquement lorsque la valeur instantanée de cette tension est proche de zéro, ce qui réduit le bruit généré). Les relais avec l'indice TC n'ont pas cette propriété. Les circuits de commande de relais peuvent être à courant (Fig. 1,a, courant nominal - 10...25 mA) ou à potentiel (Fig. 1,b - tension constante 4...7 ou 3...30 V, Fig. 1 , en - alternatif 6..30 ou 110...280 V). Avec le contrôle du courant, seuls des relais monophasés et bicanaux sont produits, avec contrôle du potentiel - tous types. Dans diverses modifications, la place de la résistance R1 (voir Fig. 1,6 et c) peut être prise par un stabilisateur de courant, et le condensateur « d'extinction » C1 (voir Fig. 1, c) peut être absent. Si un relais (par exemple polyphasé) possède plusieurs diodes électroluminescentes, elles peuvent être connectées en série ou en parallèle.
Les structures de thyristors sont très sensibles au dépassement de la tension admissible, ce qui entraîne des pannes irréversibles. La principale méthode de protection de la sortie relais consiste à la contourner avec une varistance. Des varistances CH2-1, CH2-2 avec un coefficient de non-linéarité supérieur à 30 et une énergie de dissipation de 10...114 J sont recommandées. Lors du choix, il faut partir du fait que la tension de classification de la varistance (à laquelle le courant qui la traverse atteint 1 mA) doit dépasser la valeur d'amplitude de celle commutée et être inférieure à la tension de claquage des thyristors. Il est nécessaire de prendre en compte l’éventuelle instabilité et variation technologique de ces paramètres. Toutes choses étant égales par ailleurs, la commutation d'un courant plus important nécessite des relais d'une classe de tension plus élevée. Cela est dû à la dépendance de la tension sur la varistance de sortie. Une autre caractéristique des structures à thyristors est la sensibilité au taux d'augmentation de tension (dU/dt) appliqué à un dispositif fermé. Le dépassement de la vitesse critique entraîne son ouverture non autorisée. Des valeurs dU/dt élevées sont possibles lorsque la tension est appliquée au circuit de charge à un moment proche du maximum de la sinusoïde. Ils peuvent être provoqués par des bruits impulsifs dans le circuit commuté ou par des surtensions lorsque le circuit de charge inductive est coupé. Pour réduire dU/dt et éviter des conséquences indésirables, les sorties des relais à thyristors sont shuntées par des circuits RC d'amortissement dont les valeurs des éléments sont sélectionnées expérimentalement. Ils vont généralement de 20 à 50 Ohms et de 0,01 à 0,1 µF. Un moyen supplémentaire d'augmenter la résistance du relais aux surtensions est un réacteur à retard connecté en série avec la charge. Il s'agit d'un inducteur enroulé sur un noyau magnétique à haute perméabilité magnétique et une boucle d'hystérésis rectangulaire. Aux courants de fonctionnement, le circuit magnétique est saturé, l'inductance du réacteur est faible et n'affecte pas les processus en cours. L'inductance qui augmente avec la diminution du courant ralentit sa variation et retarde l'inversion de tension, contribuant ainsi à fermer le thyristor. En réduisant le taux d'augmentation du courant au stade initial de la mise sous tension du thyristor, le réacteur favorise une répartition plus uniforme du courant sur la section transversale du cristal semi-conducteur, ce qui empêche une surchauffe locale. Ceci est particulièrement important lors du fonctionnement de relais avec l'indice TC sur une charge capacitive ou active ou en mode de contrôle de puissance par impulsion de phase. De plus, le réacteur, en augmentant l'impédance du circuit de charge, augmente l'efficacité de la protection des varistances. Pour les thyristors fonctionnant sur charge inductive, il existe un risque de surintensité dû à l'asymétrie des moments de commutation dans les alternances positives et négatives, conduisant à l'apparition d'une composante constante du courant circulant, saturation des circuits magnétiques de charge , et, par conséquent, aux surintensités. La surcharge de courant peut également être associée à la saturation des circuits magnétiques des charges inductives (transformateurs à vide, enroulements de commande des contacteurs) lorsque le sens de leur résiduel et le courant créé au moment de l'allumage de la magnétisation coïncident. Le courant d'appel provoqué par cela peut être des dizaines de fois supérieur au courant nominal, et le cas de mise sous tension au moment où la phase de tension passe par zéro est le pire des cas. Il est optimal d'allumer le thyristor à la tension maximale ou de le démarrer « en douceur », en commençant par de petits angles de conduction. Pour faire fonctionner une charge inductive, il est recommandé d'utiliser des relais avec l'indice TSI, conçus pour un courant de choc accru. L'asymétrie des moments de commutation peut être une conséquence de la différence de tension de commutation des thyristors dans différentes polarités. Il joue un rôle important si l'amplitude de la tension commutée dépasse légèrement la tension d'amorçage des thyristors (5... 15 V). L'asymétrie se produit également lorsque le contrôle d'impulsion de phase du relais est incorrect, ainsi que lorsque le thyristor n'est pas ouvert à chaque demi-cycle en raison du fait que la tension inverse traverse trop rapidement la « fenêtre » d'activation. Le dernier facteur est l'un des principaux limitant la fréquence de la tension de commutation (généralement pas plus de 500 Hz). Le travail avec une charge capacitive se caractérise par la possibilité de surtensions importantes dans le circuit de puissance et l'effet sur le thyristor d'une tension atteignant le double de l'amplitude commutée. Un courant d'appel se produit si le relais est activé à une phase non nulle de la tension de commutation. La connexion d'un condensateur déchargé d'une capacité de 220 μF à un réseau à courant alternatif 50 V 100 Hz peut provoquer une surtension d'une amplitude allant jusqu'à 31000 1 A. Le taux de montée du courant dans une charge avec une inductance de 310 μH atteint 20 A. /μs, la valeur maximale admissible pour les thyristors étant de 160... XNUMX A/ mks. Étant donné que la tension d'activation des thyristors est différente de zéro (comme indiqué ci-dessus - 5... 15 V), des surtensions se produisent à chaque demi-cycle de la tension commutée. Avec une capacité de charge de 100 microfarads, l'amplitude de ces surtensions est de 500...1500 4 A. Elles génèrent des interférences électromagnétiques importantes et de puissantes composantes haute fréquence dans le spectre du courant de charge. Ces derniers sont très dangereux pour certains condensateurs, provoquant une surchauffe et une panne. Par conséquent, pour fonctionner sur des charges capacitives, il convient d'utiliser des relais avec contrôle de la transition de phase de la tension par zéro et avec une faible tension d'activation, par exemple avec l'indice TMK, qui ont une activation normalisée (10 V). et tensions de coupure (XNUMX V). On sait qu'une fois que le courant est tombé à zéro et que le thyristor est désactivé, la capacité de charge reste chargée à une tension proche de l'amplitude commutée. Dans le demi-cycle suivant, la somme de cette tension et de la tension du réseau de polarité opposée sera appliquée au thyristor fermé, qui peut atteindre le double de l'amplitude, par exemple avec une tension de réseau de 380 V ± 10 % - 1170 V. Dans ces conditions, un relais de la douzième classe de tension, même la plus élevée, fonctionnera à la limite de ses capacités et il ne pourra pas être protégé contre les claquages par une varistance. Dans de tels cas, il est conseillé d'utiliser des relais qui sont non seulement allumés, mais également désactivés à tension nulle, par exemple DC bipolaire. Cela élimine les surcharges de tension, élargit considérablement la plage de fréquences de fonctionnement, mais dégrade quelque peu les performances énergétiques. Pour fonctionner à des fréquences allant jusqu'à 1 kHz, des échantillons de relais de la série 5P 66 ont été développés et des travaux sont en cours pour étendre leur gamme de fréquences à des dizaines de kilohertz. En figue. La figure 2 montre un schéma d'utilisation d'un relais inverseur monophasé U1 pour changer le sens de rotation d'un moteur électrique monophasé M1 avec un condensateur déphaseur C1.
En figue. La figure 3 montre un schéma d'un relais biphasé pour contrôler un moteur triphasé. Les éléments de commutation du relais sont classiquement représentés comme des triacs, bien que dans certains cas il s'agisse de thyristors connectés dos à dos.
Les circuits de commande des relais ne sont pas représentés dans les schémas. Ils doivent être disposés de manière à empêcher la fourniture simultanée de signaux aux triacs ouverts VS1 et VS2 (voir Fig. 2) ou VS1 et VS4, VS2 et VS3 (voir Fig. 3). Un seul de chaque paire doit être ouvert à la fois. Cependant, étant donné que les triacs ne se désactivent qu'à courant nul, après l'application d'un signal inverse, certains d'entre eux peuvent encore être ouverts en même temps. Dans un appareil monophasé, cela entraînera la décharge du condensateur déphaseur C1 à travers les triacs ; dans un appareil triphasé, cela entraînera un court-circuit interphase. Pour éliminer de telles situations, les relais inverseurs ont un délai d'activation matériel de 20...30 ms, grâce auquel, lorsque la fréquence du réseau est supérieure à 40 Hz et une inversion « instantanée », les triacs ouverts ont le temps de se fermer. Il existe d'autres raisons pour lesquelles les thyristors s'allument parfois simultanément. Par exemple, le taux d'augmentation de la tension fournie par un démarreur électromagnétique peut être supérieur au taux critique pour deux appareils connectés en série. Les circuits RC d'amortissement sont peu utiles dans ce cas, car ils sont contournés par l'impédance extrêmement faible du réseau d'alimentation. Des valeurs dU/dt élevées peuvent être provoquées par des bruits impulsionnels ou des surtensions de commutation. Fourni dans l'appareil selon le schéma illustré à la Fig. 3, les inductances L1, L2 en interaction avec les condensateurs C1-C4 réduisent le taux d'augmentation de la tension, réduisant ainsi le risque de court-circuit entre phases. De plus, leur inductance limite la vitesse de montée du courant dont les valeurs élevées sont destructrices pour les thyristors. Cependant, ni les circuits amortisseurs ni les inductances ne garantissent l'impossibilité de défauts entre phases. Une méthode généralement acceptée pour protéger les thyristors de leurs conséquences (elle est recommandée pour leurs produits, par exemple par Motorola, Siemens, Opto-22) consiste à installer des résistances de limitation de courant R1 (voir Fig. 2) et R1, R2 (voir Fig.3). Leurs valeurs nominales sont choisies de telle sorte que le courant de défaut entre phases ne dépasse pas la valeur admissible pour le relais de courant de choc utilisé. La durée de son apparition ne dépasse pas la moitié de la période de la tension secteur. Vous devez supporter les conséquences de l'installation de résistances de limitation - une diminution de la tension sur les enroulements du moteur électrique et la nécessité d'évacuer la chaleur générée. RELAIS CC Les relais CC avec circuits de sortie basés sur des transistors IGBT et MOS sont disponibles en types unipolaires et bipolaires. Dans ce dernier, deux transistors de sortie sont connectés en série dos à dos. Pour les transistors MOS, cela est nécessaire pour que le canal fermé de l'un d'eux empêche la circulation du courant à travers la diode shunt polarisée en direct du second (de telles diodes sont nécessairement présentes dans la structure MOS). Les diodes doivent être spécialement introduites dans les structures IGBT, mais pour laisser passer le courant circulant dans le sens opposé pour le transistor. Notez que des relais CC dits multicanaux avec diverses combinaisons de circuits de sortie normalement fermés et normalement ouverts sont également produits. Lors de leur utilisation, il convient de tenir compte du fait que les circuits de sortie ne deviennent normalement fermés qu'après avoir alimenté le relais avec une tension d'alimentation provenant d'une source connectée galvaniquement aux entrées de commande. La tension résiduelle en sortie des relais unipolaires sur transistors MOS à l'état ouvert dépend de la résistance du canal de ces derniers à une température de 25°C, allant des unités de milliohms pour les transistors basse tension aux unités d'ohms pour la haute tension. transistors. Lorsque la température du cristal augmente jusqu'à la limite (150 °C), cette résistance double approximativement. Les relais bipolaires utilisant des transistors MOS ont une tension résiduelle plus élevée. Il s'agit de chutes de tension aux bornes de la résistance de canal d'un transistor et aux bornes d'une diode polarisée en direct, shuntées par la résistance de canal du deuxième transistor. La caractéristique courant-tension du circuit de sortie de tels relais à l'état passant à faible courant est presque linéaire, puis se transforme progressivement en caractéristique d'une diode. Le point d'inflexion se situe entre 100...200 A pour les relais basse tension et les unités en ampères pour les relais haute tension. Les éléments de commande des transistors de sortie des relais des séries 5P 20 (unipolaire) et 5P 19 (bipolaire) sont des optocoupleurs photovoltaïques avec un courant de sortie de l'ordre de plusieurs microampères. Pour cette raison, la charge de la capacité grille-source des MOSFET se produit assez lentement, ce qui entraîne un retard dans l'activation du relais de plusieurs dizaines de millisecondes. Le délai de désactivation est nettement inférieur (pas plus de 1 ms), car des gradins spéciaux sont prévus pour décharger la capacité mentionnée. Les relais rapides se caractérisent par des délais d'activation/désactivation de quelques microsecondes, mais ils nécessitent une alimentation supplémentaire pour les circuits de commande. Pour les relais de différents types, cette source doit être connectée galvaniquement à la sortie ou à l'entrée du relais. Les relais alimentés par l'entrée des séries 5P 57 (bipolaire) et 5P 59 (unipolaire) avec des délais d'activation/désactivation de quelques microsecondes sont capables de commuter avec une fréquence ne dépassant pas 10...20 Hz, car les optocoupleurs photovoltaïques utilisés ils ne peuvent pas reconstituer rapidement l'énergie dissipée lors de l'arrêt. Les relais unipolaires alimentés par la sortie de la série 5P 40 peuvent fonctionner à une fréquence de commutation de plusieurs dizaines de kHz. Pour les alimenter, une source de tension de 10...15 V est nécessaire, isolée des circuits d'entrée.
Un moyen courant de se protéger contre les hautes tensions qui se produisent lorsqu'une charge inductive est déconnectée consiste à la shunter avec une diode à polarité inversée. Le courant I circulant à travers la charge avant la coupure du circuit diminue dans ce cas de façon exponentielle avec une constante de temps L/r, où L et r sont respectivement l'inductance et la résistance de la charge. Une partie de l'énergie
stockée dans l'inductance de la charge est dissipée sur sa résistance active, l'autre sur la diode shunt. On peut montrer que pour de petites valeurs de r, la majorité de l'énergie dissipée se produit dans la diode. Cela provoque une surcharge de ce dernier en termes d'impulsions, et à des fréquences de commutation élevées - également en termes de puissance dissipée moyenne. Si la tension maximale admissible du transistor Uadm est nettement supérieure à la tension commutée Ucom, le mode de fonctionnement de la diode de protection facilitera considérablement l'inclusion en série avec elle d'une résistance d'une valeur nominale de
Dans ce cas, au moment de la coupure, la tension à la sortie du relais est égale à + RI de l'énergie est libérée sur la diode
(où Ud - 0,7 V est la chute de tension directe à travers la diode), et sur la résistance -
Par conséquent, à une fréquence de commutation fcom, la puissance de la résistance doit être d'au moins
L'introduction d'une résistance a un autre effet positif : elle réduit le temps de coupure de la charge, puisque la constante de temps de décroissance du courant dans ce cas est égale à L/(R+r). Les relais des séries 5P 19, 5P 20, comme déjà indiqué, se caractérisent par un retard à l'enclenchement de plusieurs dizaines de millisecondes, ce qui limite la fréquence maximale
où lK0M est le courant commuté. Étant donné que la durée de la décroissance du courant lors de la coupure est d'un ordre de grandeur inférieure à celle de tout, l'énergie dissipée dans ce cas peut être négligée. Deux modes de fonctionnement sont potentiellement dangereux pour les transistors relais de puissance : la commutation d'une charge fixe avec une fréquence proche de la limite et la mise sous tension d'une charge avec un courant de démarrage important (par exemple, le courant de démarrage d'une lampe à incandescence est plus de 10 fois supérieur à celui d'une lampe à incandescence). noté un).
où ROTKр est la résistance du circuit de sortie à l'état ouvert ; Q - cycle de service (le rapport entre la période de commutation et la durée de l'état passant). Par exemple, sur un relais unipolaire 5P 20.10 P-5-0,6 (tension maximale - 60 V, courant - 5 A, R - 0,055 Ohm, résistance thermique cristal-environnement - 40°C/W) avec un courant de charge de 5 A V dans un état constamment allumé, la puissance ne sera pas libérée de plus de 1,375 W, ce qui provoquera une surchauffe acceptable du cristal par rapport à l'environnement de 55°C dans la plupart des cas. Cependant, la commutation de la même charge avec une fréquence de 10 Hz avec un rapport cyclique de 2, une tension de 50 V et tout = 5 ms entraînera une augmentation de la puissance libérée à 2,77 W et une surchauffe du cristal de 110 °C. . Cela ne permettra pas au relais de fonctionner de manière fiable à des températures ambiantes supérieures à 40 °C. Dans le second cas, la valeur initiale du courant de charge est nettement supérieure à celle nominale, de sorte que l'énergie d'activation du WBKJ1 peut dépasser la valeur admissible pour les transistors de relais. Étant donné qu'avec la diminution du tnar, l'énergie de commutation diminue proportionnellement, il est conseillé de commuter les charges inertielles à l'aide de relais rapides, par exemple les séries 5P 57, 5P 59. Comme indiqué ci-dessus, les relais de la série 5P 62 nécessitent la connexion d'éléments externes supplémentaires pour fonctionner à une fréquence de commutation supérieure à 10...30 Hz. Comme les relais des séries 5P 57 et 5P 59, leur source de tension interne pour le circuit de commande du transistor de sortie est de faible puissance moyenne et ne peut pas reconstituer rapidement l'énergie dépensée lorsque la capacité de grille du transistor est déchargée. Pour éliminer cet inconvénient, un condensateur externe est conçu, à travers lequel, lorsque le transistor de sortie est désactivé, une énergie supplémentaire est « pompée » dans le circuit de commande à partir de la source de tension commutée. La capacité optimale du condensateur dépend des conditions de fonctionnement du relais, en particulier de la tension de commutation. Il ne peut donc pas être inséré à l’intérieur du relais. Chaque fois que le transistor d'entrée est activé, le condensateur est déchargé à travers le circuit de commande de grille, dissipant ainsi l'énergie C U.2/2. Si la fréquence de commutation est suffisamment élevée, la puissance supplémentaire libérée dans le relais atteint une quantité inacceptable. Pour le réduire, on utilise une résistance, sur laquelle est dissipée une partie importante de l'énergie stockée par le condensateur, et une diode Zener. La tension de stabilisation de ce dernier est choisie de telle sorte qu'à la valeur minimale de la tension de commutation le condensateur ne soit chargé qu'à 15 V. CONDITION THERMIQUE DU RELAIS Pour les relais fonctionnant sans dissipateur thermique, le courant commuté maximum est normalisé en fonction de la température cristalline maximale des éléments de puissance Tcr. max (125 °C - pour les thyristors, 150 °C - pour les transistors) à température ambiante Tamb = 25 °C. Le même paramètre d'un relais avec dissipateur thermique est réglé en fonction de la température maximale du cristal à la température du dissipateur thermique Tto = 75 °C pour les relais à thyristors et Tto = 90 °C pour les relais à transistors. Les deux dernières valeurs ont été choisies à partir de la condition plutôt arbitraire selon laquelle la résistance thermique du dissipateur thermique externe RT0 est égale à la résistance thermique « équivalente » du dissipateur thermique à cristal R3kb- Il faut garder à l'esprit que dans la référence données des relais multiphasés la résistance thermique est généralement indiquée « par phase », donc « équivalente » la résistance, par exemple, d'un relais triphasé est trois fois inférieure. La relation principale pour les calculs thermiques est la suivante : Tcr + P(RTO + Ieq) < Tcrlop, où P est la puissance dissipée par le relais. Un exemple de calcul de cette puissance pour un relais DC avec une sortie MOSFET a été donné dans la section précédente. Pour l'IGBT, il est calculé par la formule P = UOCT-lKOM, où UOCT est la tension résiduelle sur le transistor ouvert. La puissance dissipée dans une phase d'un relais à thyristors est calculée à l'aide de la formule empirique P = (0,145 + 0,7UOCT crête) Ieff, où U0CT crête est la valeur crête de la tension résiduelle sur le thyristor allumé ; Ieff est la valeur efficace du courant qui le traverse. Auteur : S. Arkhipov, Orel
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