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Inverseur source de courant de soudage. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / poste à souder

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Le soudage, le moulage, la galvanisation et d'autres travaux nécessitent une puissante source de tension ou de courant spécialisée (parfois de forme spéciale). Lors de l'analyse de la structure de ces sources, il a été remarqué que leurs schémas fonctionnels coïncidaient pratiquement. Cet article fournit un exemple de mise en œuvre d'un convertisseur de tension de type pont basé sur un module de contrôle à microcontrôleur universel. Ce convertisseur convient non seulement pour une utilisation dans les sources d'alimentation de soudage à onduleur, mais également dans les systèmes de chauffage par induction, les alimentations sans coupure pour les équipements électroniques, les sources d'alimentation pour la galvanoplastie, les convertisseurs de fréquence, les alimentations pour les générateurs d'ultrasons.

La source de courant de soudage à onduleur proposée est alimentée par une tension alternative de 170...240 V et est conçue pour un courant de charge allant jusqu'à 150 A pendant 70 % du temps de travail. La principale différence entre cette source et les sources classiques est l'absence d'unité de charge de condensateur de stockage séparée, ainsi que la capacité de s'adapter à la résolution de divers problèmes sans changer le circuit de l'unité de commande, mais uniquement en remplaçant le programme du microcontrôleur.

Fonctionnellement, la source d'alimentation de soudage se compose d'une source d'alimentation de ses composants, d'un redresseur commandé par trinistor, d'un onduleur à pont IGBT haute fréquence avec unités de commande opto-isolées et d'une unité de soudage externe. Le schéma de principe des blocs répertoriés est illustré à la fig. 1. Le redresseur et l'onduleur sont contrôlés et contrôlés par une unité de contrôle et de gestion à microcontrôleur, dont le circuit est illustré à la fig. 2. La numérotation des éléments sur ces schémas est continue.

Riz. 1. Schéma de principe de l'unité de soudage externe (cliquez pour agrandir)

Riz. 2. Schéma de l'unité de contrôle et de gestion du microcontrôleur

Lorsque les contacts du disjoncteur SA1 sont fermés, la tension secteur alternative est fournie au pont de diodes, composé des diodes VD1, VD5 et des diodes du redresseur de puissance principal VD11, VD12. Le courant redressé charge le condensateur C4 à l'amplitude de la tension secteur. La thermistance RK1 JNR10S470L limite le courant de charge.

À travers les résistances R1, R2, R5 et R6, la tension du condensateur C4 entre dans le circuit d'alimentation du contrôleur de convertisseur de tension DA1 TOR233R.

A partir du moment du démarrage jusqu'à ce que la tension sur le condensateur C10 monte à 5 V, le microcircuit DA1 fonctionne en mode auto-oscillant. Lorsque cette tension est atteinte, le circuit de sortie du régulateur intégré parallèle DA2 TL431ALP s'ouvre, ce qui fait passer du courant dans la résistance R9 et la diode émettrice de l'optocoupleur U1. Le phototransistor ouvert de cet optocoupleur ferme le circuit de commande du microcircuit DA1, garantissant que sa clé de sortie est fermée et que l'accumulation d'énergie dans le circuit magnétique du transformateur d'impulsions T1 est arrêtée. Tant que cette clé est fermée, l'énergie accumulée à travers les enroulements secondaires du transformateur entre dans leurs charges. Tous les enroulements secondaires sont galvaniquement séparés les uns des autres et de la tension secteur. Pour plus d'informations sur le fonctionnement du document TOPSwitch-FX Family Design Flexible, EcoSmart®, Integrated Off-line Switcher, pdf.datasheetbank.com/pdf/Power-Integrations/233 232. pdf.

L'unité de contrôle et de surveillance est réalisée sur le microcontrôleur DD1 ATmega48-20AU. Le circuit C34R59 retarde le démarrage du microcontrôleur jusqu'à ce qu'un niveau de tension d'alimentation stable soit établi. A la fin de l'impulsion générée par ce circuit, le générateur d'horloge interne RC du microcontrôleur se met à fonctionner à une fréquence de 8 MHz. Cette fréquence est définie lors de la programmation de la configuration du microcontrôleur.

La tension sinusoïdale du secteur à travers les résistances R34 et R35 est fournie au pont de diodes VD24. Le courant pulsé redressé traverse la diode émettrice de l'optocoupleur U7, shunté par la résistance R38. Près de la transition de la valeur instantanée de la tension secteur à zéro, le courant à travers la diode émettrice s'arrête pendant un moment et le transistor de sortie de l'optocoupleur U7 se ferme, ce qui conduit à la fourniture d'un signal d'horloge de haut niveau à l'entrée PD2 du microcontrôleur DD1.

En traitant cet événement, le microcontrôleur définit un signal de niveau bas sur sa sortie PB3 avec un retard spécifié. Cela provoque le passage du courant dans le circuit constitué de la diode émettrice de l'optocoupleur U2 et de la résistance R14. Le phototransistor de l'optocoupleur U2 s'ouvre et le signal de la résistance R15 ouvre le transistor à effet de champ à canal p VT1. À travers le transistor ouvert et les résistances R16 et R17, la tension + 12 V du redresseur sur la diode VD6 pénètre dans les circuits des électrodes de commande des trinistors Vs 1 et VS2. Trinistors ouverts.

La tension secteur alternative est également fournie au pont redresseur de puissance formé par les diodes VD11 et VD12 et les trinistors VS1 et VS2. A partir du moment où ils s'ouvrent et jusqu'à ce que la polarité de la tension anode-cathode soit inversée, provoquant la fermeture des SCR, le condensateur de stockage C17 est chargé. À chaque passage de la tension d'alimentation à zéro, le microcontrôleur réduit le délai d'ouverture, de sorte que la charge se déroule en douceur. Sa durée (dans la variante considérée est d'environ 5 s) est programmée.

En cas d'urgence, le microcontrôleur ne génère pas de signal à la sortie PB3 permettant l'ouverture des trinistors, à la suite de quoi ils restent fermés. Les circuits R18C15 et R20C16 excluent la fausse ouverture des trinistors sous l'influence d'interférences.

Après avoir terminé la charge en douceur du condensateur de stockage C17, le programme commence à générer des impulsions pour contrôler les touches de l'inverseur de pont aux sorties PB1 et PB2 du microcontrôleur, à une fréquence de 20 kHz (elle est définie par logiciel). Le rapport cyclique des impulsions est régulé par une résistance variable R33 dans la plage de 0,1 à 0,9.

A partir de ces sorties, des signaux de commande mutuellement retardés d'une demi-période de fréquence de 20 kHz entrent dans les unités de commande IGBT VT3-VT6 réalisées sur les optocoupleurs U2-U5. Comme ces nœuds sont identiques, dans le schéma de la Fig. 1 n'en montre qu'un seul en détail, construit sur l'optocoupleur U3.

Il est alimenté à partir de l'enroulement IV du transformateur T1 par une diode redressée VD9 avec une tension de 25 V. Des chronogrammes expliquant son fonctionnement sont illustrés à la fig. 3. L'émetteur de l'IGBT VT5 contrôlé par ce nœud est connecté à la sortie du régulateur de tension négative intégré DA3. De ce fait, la tension grille-émetteur de l'IGBT, en fonction de l'état de l'optocoupleur, passe de +18 V, à laquelle l'IGBT est complètement ouvert, à -7 V (l'IGBT est bien fermé).

Riz. 3. Chronogrammes

Les impulsions de la sortie PB2 du microcontrôleur via la résistance R60 sont transmises aux diodes émettrices connectées en série des optocoupleurs U3 et U4, qui contrôlent respectivement les IGBT VT5 et VT2. Par conséquent, ces IGBT s'ouvrent en même temps. Les IGBT VT3 et VT4 restent fermés à ce moment, puisqu'il n'y a pas d'impulsion à la sortie PB1. Le courant traverse la plaque de condensateur positive du circuit C17, l'IGBT VT2 ouvert, le transformateur de courant T4, l'enroulement I du transformateur T5 (dans le sens de la fin au début), l'IGBT VT5 ouvert, le transformateur de courant T3, la plaque négative du condensateur C17. Ceci induit des tensions sur les enroulements secondaires du transformateur T5, appliquées positivement à l'anode de la diode VD21 et négatives à l'anode de la diode VD22. Le courant de soudage passe par l'enroulement II du transformateur T5, la diode ouverte VD21, l'inductance L2 et par le circuit de soudage.

Au demi-cycle suivant de l'onduleur, le programme génère une impulsion à la sortie de PB1 du microcontrôleur, qui ouvre les IGBT VT3 et VT4. Il n'y a pas d'impulsion à la sortie PB2, donc les IGBT VT2 et VT5 sont fermés. Le courant circule dans le condensateur positif du circuit C17, IGBT VT4 ouvert, enroulement I du transformateur T5 (du début à la fin), transformateur de courant T4, IGBT VT3 ouvert, transformateur de courant T2, condensateur négatif C17. Ceci induit des tensions sur les enroulements secondaires du transformateur T5, appliquées positivement à l'anode de la diode VD22 et négatives à l'anode de la diode VD21. Le courant de soudage passe par l'enroulement III du transformateur T5, la diode ouverte VD22, l'inductance L2 et le circuit de soudage.

Réglez le courant de soudage avec une résistance variable R33 montée sur le panneau avant de l'onduleur. Une tension est fournie à l'entrée ADC2 du microcontrôleur à travers le circuit d'intégration R46C30, en fonction de la position du curseur de cette résistance variable. Les résistances R41, R42, R45, R47 servent à éliminer la possibilité d'endommager l'entrée ADC2 du microcontrôleur en cas de circuit ouvert dans la résistance variable R33. L'ADC du microcontrôleur convertit la tension appliquée à l'entrée ADC2 en un code, et le programme la traite et, en fonction du résultat, modifie le rapport cyclique des impulsions aux sorties PB1 et PB2.

Les transformateurs de courant T2 et T3 servent de capteurs de protection contre les défauts de charge et les courants traversants IGBT. En cas d'urgence, la tension sur les enroulements secondaires de ces transformateurs augmente. Après redressement par des ensembles de diodes VD25 ou VD26, il est alimenté à travers un diviseur résistif R48R49 (le condensateur C29 supprime les interférences) à l'entrée non inverseuse du comparateur DA7.1. L'exemple de tension à son entrée inverseuse forme un diviseur résistif R54R55 avec un condensateur d'antiparasitage C32 (il est également appliqué à l'entrée non inverseuse du comparateur DA7.2). Lorsque le signal reçu à l'entrée 5 dépasse l'exemple de tension (cela se produit lorsque plus de 2 A parcourent les enroulements primaires des transformateurs T3 ou T30), une impulsion de niveau haut se forme à la sortie du comparateur DA7.1. Par l'intermédiaire du circuit intégrateur R58C35, qui évite les faux positifs, il entre dans l'entrée inverseuse du comparateur DA7.2. Si la durée de l'impulsion d'urgence dépasse 5 ms, alors un signal sera envoyé à l'entrée PD3 du microcontrôleur à partir de la sortie du comparateur DA7.2, ce qui empêchera le programme de générer des impulsions de commande aux sorties PB1 et PB2.

Le transformateur de courant T4 sert de capteur pour le courant de fonctionnement dans l'enroulement I du transformateur T5. La tension de l'enroulement secondaire du transformateur T23 redressée par le pont des diodes des montages VD27 et VD4 à travers le circuit intégrateur R52C31 ira à l'entrée ADC1 du microcontrôleur. Il sera mesuré et traité par un logiciel. Lorsque le courant mesuré dépasse 25 A, le programme corrige le rapport cyclique des impulsions de commande IGBT.

La protection contre la surchauffe est réalisée sur la thermistance RK2 KTY81/210. Sa résistance et le niveau du signal à l'entrée ADC0 du microcontrôleur dépendent de la température. Si la température admissible est dépassée, le programme réduit le cycle de service des impulsions aux sorties PB1 et PB2 ou arrête complètement leur formation jusqu'à ce que la thermistance refroidisse.

Après la mise sous tension du microcontrôleur et le démarrage de son générateur d'horloge interne, le programme attend que le signal arrive à l'entrée PD2 de la transition de la valeur instantanée de la tension secteur par le niveau zéro. Lors de la réception d'un tel signal, il démarre deux temporisateurs internes. Le contenu du registre de comptage de l'un d'eux est utilisé pour contrôler le taux de charge du condensateur C17.

La deuxième minuterie sert à la protection de l'onduleur. Il redémarre le microcontrôleur en l'absence de signal de tension nulle pendant 10 ms, à la suite de quoi le programme redémarre. Après 9,95 ms à partir du moment où le signal de passage à zéro est reçu, le programme envoie un signal pour ouvrir les trinistors, définissant un niveau haut à la sortie PB3 du microcontrôleur. A la réception du prochain signal de ce type, le niveau à la sortie de PB3 passe au niveau bas. Le prochain signal d'ouverture des SCR sera donné dans 9,9 ms, ils resteront donc ouverts 0,5 ms de plus. En raison de l'augmentation progressive de la durée de l'état ouvert des trinistors, le condensateur C17 est chargé en douceur. Après environ 5 s, le microcontrôleur donnera un signal pour ouvrir les trinistors en continu. Il ne sera retiré qu'en cas de coupure de courant dans le réseau d'alimentation ou en situation "Accidentelle".

Tant que le condensateur C17 n'est pas complètement chargé, le programme ne génère pas de signaux de commande IGBT. A l'issue de sa charge, des séquences d'impulsions apparaissent sur les sorties PB1 et PB2 du microcontrôleur, suivies d'une période de 50 µs mutuellement décalées d'une demi-période (25 µs). La durée des impulsions dépend de la tension fournie à l'entrée ADC2 du microcontrôleur. Sa valeur minimale est de 2,5 µs, la maximale est de 22,5 µs (les 2,5 µs restants du demi-cycle sont la pause minimale requise pour garantir que les IGBT précédemment ouverts sont fermés).

L'action de la protection d'urgence est basée sur la fin de la formation des signaux de contrôle IgBt dans les situations "Accident", "Accident 2" et "Surchauffe 2". La situation "d'urgence" se produit lorsque la tension à l'entrée ADC1 du microcontrôleur augmente. Cette tension est convertie en un code binaire. En fonction de sa valeur, la durée des signaux de commande IGBT diminue d'abord progressivement, et si cela ne fonctionne pas, la formation d'impulsions s'arrête complètement.

Lorsqu'un signal de niveau logique haut arrive à l'entrée PD3, la situation "Alarme 2" se produit sans délai. La condition d'apparition de la situation "Surchauffe 2" est une tension accrue à l'entrée ADC0 du microcontrôleur. Il est également converti en un code binaire dont le résultat de l'analyse est une diminution de la durée des impulsions de commande ou leur arrêt complet. Après élimination des causes d'urgence, le fonctionnement de la source onduleur est automatiquement repris.

Le fichier de téléchargement du programme du microcontrôleur weld.hex est joint à l'article. La configuration du microcontrôleur doit être définie comme suit : octet étendu - 0xFF, octet de poids fort - 0xDD, octet de poids faible - 0xE2. Le programmateur est connecté au connecteur XP9.

Structurellement, la partie principale des pièces de la source de soudage est placée sur une carte de circuit imprimé aux dimensions de 140x92,5 mm, dont le dessin des conducteurs imprimés est illustré à la fig. 4.

Riz. 4. PCB

Sur la face inférieure de la carte de circuit imprimé (Fig. 5), il y a des éléments pour le montage en surface, ainsi que des diodes VD11 et VD12, des trinistors VS1 et VS2, IGBT VT2-VT5. Sur la face supérieure (Fig. 6) - le reste des éléments. Les circuits de puissance sont réalisés avec des fils suspendus d'une section d'au moins 2,5 mm². Les noyaux magnétiques des transformateurs de courant T2, T3, T4 de taille K20x12x6 en ferrite 2000NM1 avec des enroulements secondaires contenant 200 tours de fil PEV-2 d'un diamètre de 0,25 mm sont posés sur ces fils.

Riz. 5. Éléments sur le circuit imprimé

Riz. 6. Éléments sur le circuit imprimé

Le transformateur T1 est monté sur la face supérieure du PCB. Son circuit magnétique est un anneau de taille K24x13x7,5 en permalloy MP140, isolé par une couche de tissu verni. Les données d'enroulement sont données dans le tableau. 1, et l'ordre dans lequel les enroulements sont enroulés correspond à leurs numéros dans le schéma. Les spires d'enroulement I, VI et VII sont uniformément réparties sur tout le périmètre du circuit magnétique. Chacun des autres enroulements est enroulé sur son propre segment du circuit magnétique et ne se chevauche pas. Tous les enroulements sont isolés avec un tissu verni.

Tableau 1

Starter L1 - EC24.

Le condensateur C17 est fixé au-dessus de la surface supérieure de la carte sur des pieds de 20 mm de haut. Ils pressent des pétales de montage à ses bornes avec des fils soudés dessus, connectés aux bornes du condensateur. Pour connecter les fils d'alimentation avec les bornes IGBT VT2-VT5, les trinistors VS1 et VS2, les diodes VD11 et VD12, des plages de contact avec des trous sont fournies sur la carte de circuit imprimé. Ces éléments sont pressés contre le bloc dissipateur thermique à travers des joints isolants, comme indiqué sur la fig. 7.

Riz. 7. Unité de dissipateur de chaleur

Le transformateur de sortie T5, l'inductance L2, les diodes de redressement VD21, VD22 sont situés sur un dissipateur de chaleur séparé. Les données d'enroulement du transformateur T5 sont données dans le tableau. 2. Son noyau magnétique est de classe Gammamet GM414. 2 tailles standards OL64x40x30. L'enroulement primaire est isolé du circuit magnétique et des enroulements secondaires par des doubles couches de tissu verni.

Tableau 2

L'enroulement inducteur L2 est enroulé sur un circuit magnétique ShLM20x32 en acier électrique de 0,08 mm d'épaisseur avec un paquet de cinq rubans de cuivre doux de 0,1 mm d'épaisseur et d'une largeur légèrement inférieure à la hauteur de la fenêtre du circuit magnétique. Le paquet, isolé avec du tissu verni, faisait sept tours. Le circuit magnétique est assemblé avec un entrefer amagnétique de 1,8 mm de long.

Entre les dissipateurs thermiques se trouvent deux ventilateurs 80x80 mm de l'alimentation de l'ordinateur connectés aux connecteurs XP1 et XP2. Un ventilateur souffle autour du transformateur T5, de l'inductance L2 et du condensateur C17. Son flux d'air est dirigé vers le transformateur T5. Le deuxième ventilateur est situé entre les dissipateurs de chaleur. Son flux d'air est dirigé vers les diodes VD21 et VD22.

Câble réseau PVA 2x2,5 mm² connecté aux bornes 1 et 3 (supérieures) du disjoncteur SA1. Aux bornes 2 et 4 (en bas) de cet interrupteur, deux fils d'une section de 1,5 mm sont connectés². L'un des fils de la borne 2 est connecté à l'anode du trinistor VS2 et l'autre à la cathode de la diode VD12 (il n'y a pas de connexion entre eux via les conducteurs imprimés). L'un des fils de la borne 4 va à l'anode du trinistor VS1, et le second va à la cathode de la diode VD11. Il n'y a pas non plus de connexion entre eux par des conducteurs imprimés. Une résistance de régulation de courant variable R33 est installée sur le panneau avant du boîtier et connectée au connecteur XP8 avec un faisceau à trois fils. La thermistance RK2 est fixée sur le dissipateur thermique avec un support de serrage.

Le programme du microcontrôleur peut être téléchargé à partir de ftp://ftp.radio.ru/pub/2017/03/weld.zip.

Auteurs : A. Zharkov

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